Ingegneria a microonde - Guida rapida

Lo spettro elettromagnetico è costituito dall'intera gamma di radiazioni elettromagnetiche. La radiazione è l'energia che viaggia e si diffonde mentre si propaga. I tipi di radiazioni elettromagnetiche che compongono lo spettro elettromagnetico sono illustrati nello screenshot seguente.

Vediamo ora le proprietà delle microonde.

Proprietà delle microonde

Di seguito sono riportate le proprietà principali delle microonde.

• Le microonde sono le onde che irradiano energia elettromagnetica con una lunghezza d'onda inferiore.

• Le microonde non vengono riflesse dalla ionosfera.

• Le microonde viaggiano in linea retta e vengono riflesse dalle superfici conduttrici.

• Le microonde si attenuano facilmente entro distanze più brevi.

• Le correnti a microonde possono fluire attraverso un sottile strato di cavo.

Vantaggi delle microonde

Ci sono molti vantaggi delle microonde come i seguenti:

• Supporta una larghezza di banda maggiore e quindi vengono trasmesse più informazioni. Per questo motivo, le microonde vengono utilizzate per le comunicazioni punto a punto.

• È possibile un maggiore guadagno dell'antenna.

• Le velocità di trasmissione dati più elevate vengono trasmesse poiché la larghezza di banda è maggiore.

• Le dimensioni dell'antenna si riducono, poiché le frequenze sono più alte.

• Basso consumo energetico poiché i segnali sono di frequenze più alte.

• L'effetto di dissolvenza viene ridotto utilizzando la propagazione della linea di vista.

• Fornisce un'area di riflessione efficace nei sistemi radar.

• Sono possibili comunicazioni satellitari e terrestri con capacità elevate.

• È possibile sviluppare componenti a microonde in miniatura a basso costo.

• Utilizzo efficace dello spettro con un'ampia varietà di applicazioni in tutte le gamme di frequenza di funzionamento disponibili.

Svantaggi delle microonde

Ci sono alcuni svantaggi delle microonde come i seguenti:

• Il costo dell'attrezzatura o il costo dell'installazione è elevato.
• Sono pesanti e occupano più spazio.
• Potrebbero verificarsi interferenze elettromagnetiche.
• Possono verificarsi variazioni nelle proprietà dielettriche con la temperatura.
• Inefficienza intrinseca della potenza elettrica.

Applicazioni delle microonde

Esiste un'ampia varietà di applicazioni per le microonde, che non sono possibili per altre radiazioni. Sono -

Comunicazioni wireless

• Per telefonate a lunga distanza
• Bluetooth
• Operazioni WIMAX
• Trasmissioni di radiodiffusione all'aperto
• Servizi ausiliari di trasmissione
• Unità di ripresa remota
• Collegamento studio / trasmettitore
• Direct Broadcast Satellite (DBS)
• Sistemi di comunicazione personale (PCS)
• Reti locali senza fili (WLAN)
• Sistemi di video cellulare (CV)
• Sistema di prevenzione delle collisioni automobilistiche

Elettronica

• Interruttori veloci senza jitter
• Cambio di fase
• Generazione HF
• Elementi di messa a punto
• Sistemi ECM / ECCM (Electronic Counter Measure)
• Sistemi a spettro esteso

Usi commerciali

• Allarmi antifurto
• Apriporta da garage
• Rilevatori di velocità della polizia
• Identificazione mediante metodi senza contatto
• Telefoni cellulari, cercapersone, LAN wireless
• TV satellitare, radio XM
• Rilevatori di movimento
• Rilevamento remoto

Navigazione

• Sistemi globali di navigazione satellitare
• Sistema di posizionamento globale (GPS)

Militare e radar

• Radar per rilevare la portata e la velocità del bersaglio.

• Applicazioni SONAR

• Controllo del traffico aereo

• Previsioni del tempo

• Navigazione di navi

• Applicazioni di sminamento

• Applicazione dei limiti di velocità

• I militari utilizzano le frequenze delle microonde per le comunicazioni e per le applicazioni sopra menzionate.

Applicazioni di ricerca

• Risonanze atomiche
• Risonanze nucleari

Radioastronomia

• Contrassegna la radiazione di fondo cosmica a microonde
• Rilevamento di onde potenti nell'universo
• Rilevazione di molte radiazioni nell'universo e nell'atmosfera terrestre

Industria alimentare

• Forni a microonde utilizzati per riscaldare e cucinare
• Applicazioni di trasformazione alimentare
• Applicazioni di preriscaldamento
• Pre-cooking
• Arrostire cereali / fagioli
• Essiccazione di patatine fritte
• Livellamento dell'umidità
• Assorbire le molecole d'acqua

Usi industriali

• Gomma vulcanizzante
• Applicazioni di chimica analitica
• Essiccazione e processi di reazione
• Lavorazione della ceramica
• Matrice polimerica
• Modifica della superficie
• Elaborazione chimica del vapore
• Lavorazione delle polveri
• Sterilizzazione di prodotti farmaceutici
• Sintesi chimica
• Bonifica dei rifiuti
• Potenza di trasmissione
• Tunnel noioso
• Rottura di roccia / cemento
• Rompere i giacimenti di carbone
• Stagionatura del cemento
• Illuminazione RF
• Reattori a fusione
• Sistemi di negazione attivi

Tecniche di elaborazione dei semiconduttori

• Incisione ionica reattiva
• Deposizione chimica da vapore

Spettroscopia

• Spettroscopia di risonanza paramagnetica elettronica (EPR o ESR)
• Conoscere gli elettroni spaiati nelle sostanze chimiche
• Conoscere i radicali liberi nei materiali
• Chimica degli elettroni

Applicazioni mediche

• Monitoraggio del battito cardiaco
• Rilevazione dell'acqua polmonare
• Rilevazione del tumore
• Ipertermia regionale
• Applicazioni terapeutiche
• Riscaldamento locale
• Angioplasty
• Tomografia a microonde
• Immagini acustiche a microonde

Affinché un'onda si propaghi, è necessario un mezzo. Le linee di trasmissione, che sono di diverso tipo, vengono utilizzate per la propagazione delle microonde. Impariamo a conoscerli nel prossimo capitolo.

UN transmission lineè un connettore che trasmette energia da un punto all'altro. Lo studio della teoria della linea di trasmissione è utile per un uso efficace della potenza e delle apparecchiature.

Esistono fondamentalmente quattro tipi di linee di trasmissione:

• Linee di trasmissione parallele a due fili
• Linee coassiali
• Linee di trasmissione del substrato del tipo a strisce
• Waveguides

Durante la trasmissione o la ricezione, il trasferimento di energia deve essere effettuato in modo efficace, senza spreco di energia. Per raggiungere questo obiettivo, ci sono alcuni parametri importanti che devono essere considerati.

Parametri principali di una linea di trasmissione

I parametri importanti di una linea di trasmissione sono resistenza, induttanza, capacità e conduttanza.

La resistenza e l'induttanza insieme sono chiamate come linea di trasmissione impedance.

La capacità e la conduttanza insieme sono chiamate come admittance.

Resistenza

La resistenza offerta dal materiale di cui sono fatte le linee di trasmissione sarà di notevole entità, soprattutto per le linee più corte. All'aumentare della corrente di linea, aumenta anche la perdita ohmica $ \ left (I ^ {2} R \: loss \ right) $.

La resistenza $R$ di un conduttore di lunghezza "$l$" e sezione trasversale "$a$" è rappresentato come

$$ R = \ rho \ frac {l} {a} $$

Dove

?? $ \ rho $ = resistività del materiale conduttore, che è costante.

La temperatura e la frequenza della corrente sono i principali fattori che influenzano la resistenza di una linea. La resistenza di un conduttore varia linearmente con la variazione di temperatura. Se invece la frequenza della corrente aumenta, aumenta anche la densità di corrente verso la superficie del conduttore. In caso contrario, la densità di corrente verso il centro del conduttore aumenta.

Ciò significa che più la corrente scorre verso la superficie del conduttore, fluisce meno verso il centro, che è noto come Skin Effect.

Induttanza

In una linea di trasmissione CA, la corrente scorre sinusoidalmente. Questa corrente induce un campo magnetico perpendicolare al campo elettrico, che varia anch'esso sinusoidalmente. Questa è ben nota come legge di Faraday. I campi sono rappresentati nella figura seguente.

Questo campo magnetico variabile induce alcuni EMF nel conduttore. Ora questa tensione indotta o EMF scorre nella direzione opposta alla corrente che scorre inizialmente. Questo EMF che scorre nella direzione opposta è mostrato in modo equivalente da un parametro noto comeInductance, che è la proprietà di opporsi allo spostamento della corrente.

È indicato da "L". L'unità di misura è"Henry(H)".

Conduttanza

Ci sarà una corrente di dispersione tra la linea di trasmissione e la terra e anche tra i conduttori di fase. Questa piccola quantità di corrente di dispersione scorre generalmente attraverso la superficie dell'isolante. L'inverso di questa corrente di dispersione è definito comeConductance. È indicato da "G".

Il flusso di corrente di linea è associato all'induttanza e la differenza di tensione tra i due punti è associata alla capacità. L'induttanza è associata al campo magnetico, mentre la capacità è associata al campo elettrico.

Capacità

La differenza di tensione tra i Phase conductorsdà luogo ad un campo elettrico tra i conduttori. I due conduttori sono proprio come piastre parallele e l'aria tra di loro diventa dielettrica. Questo modello dà origine all'effetto di capacità tra i conduttori.

Impedenza caratteristica

Se si considera una linea di trasmissione senza perdite uniforme, per un'onda che viaggia in una direzione, il rapporto tra le ampiezze di tensione e corrente lungo quella linea, che non ha riflessi, è chiamato come Characteristic impedance.

È indicato con $ Z_0 $

$$ Z_0 = \ sqrt {\ frac {voltaggio \: \: wave \: \: value} {current \: \: wave \: \: value}} $$

$$ Z_0 = \ sqrt {\ frac {R + jwL} {G + jwC}} $$

Per una riga senza perdite, $ R_0 = \ sqrt {\ frac {L} {C}} $

Dove $ L $ e $ C $ sono l'induttanza e la capacità per unità di lunghezza.

Corrispondenza dell'impedenza

Per ottenere il massimo trasferimento di potenza al carico, è necessario eseguire l'adattamento dell'impedenza. Per ottenere questo adattamento dell'impedenza, devono essere soddisfatte le seguenti condizioni.

La resistenza del carico dovrebbe essere uguale a quella della sorgente.

$$ R_L = R_S $$

La reattanza del carico dovrebbe essere uguale a quella della sorgente ma di segno opposto.

$$ X_L = -X_S $$

Ciò significa che, se la sorgente è induttiva, il carico dovrebbe essere capacitivo e viceversa.

Coefficiente di riflessione

Il parametro che esprime la quantità di energia riflessa a causa del disadattamento di impedenza in una linea di trasmissione è chiamato come Reflection coefficient. È indicato da $ \ rho $(rho).

Può essere definito come "il rapporto tra la tensione riflessa e la tensione incidente ai terminali di carico".

$$ \ rho = \ frac {riflessa \: voltaggio} {incidente \: voltaggio} = \ frac {V_r} {V_i} \: at \: load \: terminal $$

Se l'impedenza tra il dispositivo e la linea di trasmissione non coincide tra loro, l'energia viene riflessa. Maggiore è l'energia riflessa, maggiore sarà il valore del coefficiente di riflessione $ \ rho $.

Rapporto d'onda stazionaria di tensione (VSWR)

L'onda stazionaria si forma quando l'onda incidente viene riflessa. L'onda stazionaria che si forma contiene una certa tensione. L'entità delle onde stazionarie può essere misurata in termini di rapporti di onde stazionarie.

Il rapporto tra la tensione massima e la tensione minima in un'onda stazionaria può essere definito come Rapporto di onda stazionaria di tensione (VSWR). È indicato con "$ S $".

$$ S = \ frac {\ left | V_ {max} \ right |} {\ left | V_ {min} \ right |} \ quad 1 \: \ leq S \ leq \ infty $$

VSWR descrive il modello di onda stazionaria di tensione presente nella linea di trasmissione a causa dell'addizione e della sottrazione di fase delle onde incidente e riflessa.

Quindi, può anche essere scritto come

$$ S = \ frac {1 + \ rho} {1 - \ rho} $$

Maggiore è il disadattamento di impedenza, maggiore sarà l'ampiezza dell'onda stazionaria. Pertanto, se l'impedenza corrisponde perfettamente,

$$ V_ {max}: V_ {min} = 1: 1 $$

Quindi, il valore per VSWR è l'unità, il che significa che la trasmissione è perfetta.

Efficienza delle linee di trasmissione

L'efficienza delle linee di trasmissione è definita come il rapporto tra la potenza di uscita e la potenza di ingresso.

$ \% \: efficienza \: of \: trasmissione \: linea \: \ eta = \ frac {Potenza \: consegnato \: alla \: ricezione} {Potenza \: inviata \: da \: la \: trasmissione \: end} \ times 100 $

Regolazione del voltaggio

La regolazione della tensione è definita come la variazione dell'ampiezza della tensione tra le estremità di invio e di ricezione della linea di trasmissione.

$ \% \: voltaggio \: regolazione = \ frac {invio \: fine \: voltaggio - \: ricezione \: fine \: voltaggio} {invio \: fine \: voltaggio} \ times 100 $

Perdite dovute alla mancata corrispondenza dell'impedenza

La linea di trasmissione, se non terminata con un carico abbinato, si presenta in perdita. Queste perdite sono di molti tipi come perdita di attenuazione, perdita di riflessione, perdita di trasmissione, perdita di ritorno, perdita di inserzione, ecc.

Perdita di attenuazione

La perdita che si verifica a causa dell'assorbimento del segnale nella linea di trasmissione è definita come perdita di attenuazione, che è rappresentata come

$$ Attenuazione \: perdita (dB) = 10 \: log_ {10} \ left [\ frac {E_i - E_r} {E_t} \ right] $$

Dove

• $ E_i $ = l'energia in ingresso

• $ E_r $ = l'energia riflessa dal carico all'ingresso

• $ E_t $ = l'energia trasmessa al carico

Perdita di riflessione

La perdita che si verifica a causa della riflessione del segnale a causa del disadattamento di impedenza della linea di trasmissione è definita come perdita di riflessione, che è rappresentata come

$$ Riflessione \: perdita (dB) = 10 \: log_ {10} \ left [\ frac {E_i} {E_i - E_r} \ right] $$

Dove

• $ E_i $ = l'energia in ingresso

• $ E_r $ = l'energia riflessa dal carico

Perdita di trasmissione

La perdita che si verifica durante la trasmissione attraverso la linea di trasmissione è definita perdita di trasmissione, che è rappresentata come

$$ Trasmissione \: perdita (dB) = 10 \: log_ {10} \: \ frac {E_i} {E_t} $$

Dove

• $ E_i $ = l'energia in ingresso

• $ E_t $ = l'energia trasmessa

Perdita di ritorno

La misura della potenza riflessa dalla linea di trasmissione è definita perdita di ritorno, che è rappresentata come

$$ Return \: loss (dB) = 10 \: log_ {10} \: \ frac {E_i} {E_r} $$

Dove

• $ E_i $ = l'energia in ingresso

• $ E_r $ = l'energia riflessa

Perdita di inserzione

La perdita che si verifica a causa del trasferimento di energia utilizzando una linea di trasmissione rispetto al trasferimento di energia senza una linea di trasmissione è definita perdita di inserzione, che è rappresentata come

$$ Inserimento \: perdita (dB) = 10 \: log_ {10} \: \ frac {E_1} {E_2} $$

Dove

• $ E_1 $ = l'energia ricevuta dal carico quando collegato direttamente alla sorgente, senza linea di trasmissione.

• $ E_2 $ = l'energia ricevuta dal carico quando la linea di trasmissione è collegata tra il carico e la sorgente.

Stub Matching

Se l'impedenza di carico non corrisponde all'impedenza della sorgente, a volte viene utilizzato un metodo chiamato "Stub Matching" per ottenere la corrispondenza.

Il processo di collegamento delle sezioni di linee di circuito aperto o in cortocircuito chiamate stubs nello shunt con la linea principale in un punto o più punti, può essere definito come Stub Matching.

A frequenze di microonde più elevate, vengono impiegate fondamentalmente due tecniche di stub matching.

Single Stub Matching

In Single stub matching, uno stub di una certa lunghezza fissa viene posizionato a una certa distanza dal carico. Viene utilizzato solo per una frequenza fissa, perché per qualsiasi cambiamento di frequenza, la posizione dello stub deve essere modificata, cosa che non viene eseguita. Questo metodo non è adatto per linee coassiali.

Abbinamento doppio stub

Nella doppia corrispondenza dei perni, due tronchetti di lunghezza variabile sono fissati in determinate posizioni. Quando il carico cambia, solo le lunghezze dei tronchetti vengono regolate per ottenere la corrispondenza. Questo è ampiamente utilizzato nella pratica di laboratorio come dispositivo di corrispondenza della frequenza singola.

Le figure seguenti mostrano come appaiono gli abbinamenti degli stub.

Il singolo stub matching e il doppio stub matching, come mostrato nelle figure precedenti, vengono eseguiti nelle linee di trasmissione per ottenere l'adattamento di impedenza.

Un'onda ha campi elettrici e magnetici. Tutte le componenti trasversali dei campi elettrici e magnetici sono determinate dalle componenti assiali del campo elettrico e magnetico, nella direzione z. Ciò consente formazioni modali, come TE, TM, TEM e Hybrid nelle microonde. Diamo uno sguardo ai tipi di modalità.

La direzione delle componenti del campo elettrico e magnetico lungo tre direzioni reciprocamente perpendicolari x, yez sono come mostrato nella figura seguente.

Tipi di modalità

Le modalità di propagazione delle microonde sono:

TEM (onda elettromagnetica trasversale)

In questa modalità, sia il campo elettrico che quello magnetico sono puramente trasversali alla direzione di propagazione. Non ci sono componenti nella direzione $ 'Z' $.

$$ E_z = 0 \: e \: H_z = 0 $$

TE (onda elettrica trasversale)

In questa modalità, il campo elettrico è puramente trasversale alla direzione di propagazione, mentre il campo magnetico non lo è.

$$ E_z = 0 \: e \: H_z \ ne 0 $$

TM (onda magnetica trasversale)

In questa modalità, il campo magnetico è puramente trasversale alla direzione di propagazione, mentre il campo elettrico non lo è.

$$ E_z \ ne 0 \: e \: H_z = 0 $$

HE (Hybrid Wave)

In questa modalità, né il campo elettrico né quello magnetico sono puramente trasversali alla direzione di propagazione.

$$ E_z \ ne 0 \: e \: H_z \ ne 0 $$

Le linee a più conduttori normalmente supportano la modalità di propagazione TEM, poiché la teoria delle linee di trasmissione è applicabile solo a quei sistemi di conduttori che hanno un percorso di andata e ritorno, cioè quelli che possono supportare un'onda TEM.

Le guide d'onda sono linee a conduttore singolo che consentono le modalità TE e TM ma non la modalità TEM. Le guide per conduttori aperti supportano le onde ibride. I tipi di linee di trasmissione sono discussi nel prossimo capitolo.

Le linee di trasmissione convenzionali a filo aperto non sono adatte alla trasmissione a microonde, poiché le perdite di radiazione sarebbero elevate. Alle frequenze delle microonde, le linee di trasmissione impiegate possono essere classificate a grandi linee in tre tipi. Sono -

• Linee multi conduttore
  • Linee coassiali
  • Linee di striscia
  • Linee micro strip
  • Linee di slot
  • Linee complanari, ecc.

• Linee a conduttore singolo (Guide d'onda)
  • Guide d'onda rettangolari
  • Guide d'onda circolari
  • Guide d'onda ellittiche
  • Guide d'onda a singola cresta
  • Guide d'onda a doppia cresta, ecc.

• Strutture di confine aperte
  • Bacchette dielettriche
  • Guide d'onda aperte, ecc.

Linee multiconduttore

Le linee di trasmissione che hanno più di un conduttore sono chiamate linee a più conduttori.

Linee coassiali

Questo è utilizzato principalmente per applicazioni ad alta frequenza.

Una linea coassiale è costituita da un conduttore interno con diametro interno d, e poi un materiale isolante cilindrico concentrico, attorno ad esso. Questo è circondato da un conduttore esterno, che è un cilindro concentrico con un diametro internoD. Questa struttura è ben compresa guardando la figura seguente.

La modalità fondamentale e dominante nei cavi coassiali è la modalità TEM. Non c'è frequenza di taglio nel cavo coassiale. Passa tutte le frequenze. Tuttavia, per frequenze più alte, alcune modalità non-TEM di ordine superiore iniziano a propagarsi, causando molta attenuazione.

Linee di striscia

Queste sono le linee di trasmissione planari, utilizzate a frequenze da 100 MHz a 100 GHz.

UN Strip line è costituito da una sottile striscia conduttiva centrale di larghezza ω che è maggiore del suo spessore t. È posto all'interno del substrato dielettrico a bassa perdita (ε _r ) di spessore b / 2 tra due larghe piastre di terra. La larghezza delle piastre di terra è cinque volte maggiore della distanza tra le piastre.

Lo spessore del conduttore centrale metallico e lo spessore dei piani di massa metallici sono gli stessi. La figura seguente mostra la vista in sezione trasversale della struttura della striscia.

La modalità fondamentale e dominante nelle linee di striscia è la modalità TEM. Perb<λ/2, non ci sarà propagazione nella direzione trasversale. L'impedenza di una strip line è inversamente proporzionale al rapporto della larghezzaω del conduttore interno alla distanza b tra i piani di terra.

Linee Micro Strip

La linea di striscia ha lo svantaggio di non essere accessibile per la regolazione e l'accordatura. Ciò viene evitato nelle linee di micro strip, che consentono il montaggio di dispositivi attivi o passivi e consente anche di effettuare piccole regolazioni dopo che il circuito è stato fabbricato.

Una linea di micro strip è una linea di trasmissione a piastre parallele asimmetriche, avente un substrato dielettrico che ha una massa metallizzata sul fondo e una sottile striscia conduttrice sulla parte superiore con spessore "t"e larghezza"ω'. Questo può essere compreso guardando la figura seguente, che mostra una linea di micro strip.

L'impedenza caratteristica di una micro striscia è una funzione della larghezza della linea della striscia (ω), spessore (t) e la distanza tra la linea e il piano di massa (h). Le linee micro strip sono di molti tipi come micro strip incorporate, micro strip invertite, micro strip sospese e linee di trasmissione micro strip scanalate.

Oltre a queste, per i circuiti integrati a microonde sono state utilizzate anche altre linee TEM come strisce parallele e strisce complanari.

Altre linee

UN Parallel Strip lineè simile a una linea di trasmissione a due conduttori. Può supportare la modalità quasi TEM. La figura seguente lo spiega.

UN Coplanar strip lineè formato da due strisce conduttrici di cui una collegata a terra, entrambe poste sulla stessa superficie del substrato, per comodi collegamenti. La figura seguente lo spiega.

UN Slot line transmission line, consiste in una fessura o spazio in un rivestimento conduttivo su un substrato dielettrico e questo processo di fabbricazione è identico alle linee di micro strip. Di seguito è la sua rappresentazione schematica.

Una guida d'onda complanare è costituita da una striscia di sottile pellicola metallica che si deposita sulla superficie di una lastra dielettrica. Questa lastra ha due elettrodi che corrono adiacenti e paralleli alla striscia sulla stessa superficie. La figura seguente lo spiega.

Tutte queste linee di micro strip sono utilizzate in applicazioni a microonde in cui l'uso di linee di trasmissione ingombranti e costose da produrre sarà uno svantaggio.

Strutture di confine aperte

Questi possono anche essere indicati come Open Electromagnetic Waveguides. Una guida d'onda che non è completamente racchiusa in una schermatura metallica, può essere considerata una guida d'onda aperta. Anche lo spazio libero è considerato una sorta di guida d'onda aperta.

Una guida d'onda aperta può essere definita come qualsiasi dispositivo fisico con simmetria assiale longitudinale e sezione trasversale illimitata, in grado di guidare le onde elettromagnetiche. Possiedono uno spettro che non è più discreto. Anche le micro strip line e le fibre ottiche sono esempi di guide d'onda aperte.

Generalmente, se la frequenza di un segnale o una particolare banda di segnali è elevata, l'utilizzo della larghezza di banda è elevato poiché il segnale fornisce più spazio per accumulare altri segnali. Tuttavia, i segnali ad alta frequenza non possono viaggiare per distanze maggiori senza essere attenuati. Abbiamo studiato che le linee di trasmissione aiutano i segnali a percorrere distanze maggiori.

Le microonde si propagano attraverso circuiti, componenti e dispositivi a microonde, che agiscono come parte delle linee di trasmissione a microonde, chiamate in generale come guide d'onda.

Un tubo metallico cavo di sezione trasversale uniforme per la trasmissione di onde elettromagnetiche mediante riflessioni successive dalle pareti interne del tubo è chiamato come un Waveguide.

La figura seguente mostra un esempio di una guida d'onda.

Una guida d'onda è generalmente preferita nelle comunicazioni a microonde. La guida d'onda è una forma speciale di linea di trasmissione, che è un tubo metallico cavo. A differenza di una linea di trasmissione, una guida d'onda non ha un conduttore centrale.

Le caratteristiche principali di una guida d'onda sono:

• La parete del tubo fornisce un'induttanza distribuita.

• Lo spazio vuoto tra le pareti del tubo fornisce capacità distribuita.

• Questi sono ingombranti e costosi.

Vantaggi delle guide d'onda

Di seguito sono riportati alcuni vantaggi delle guide d'onda.

• Le guide d'onda sono facili da produrre.

• Possono gestire potenze molto elevate (in kilo watt).

• La perdita di potenza è molto trascurabile nelle guide d'onda.

• Offrono una perdita molto bassa (basso valore di attenuazione alfa).

• Quando l'energia a microonde viaggia attraverso la guida d'onda, subisce perdite inferiori rispetto a un cavo coassiale.

Tipi di guide d'onda

Esistono cinque tipi di guide d'onda.

• Guida d'onda rettangolare
• Guida d'onda circolare
• Guida d'onda ellittica
• Guida d'onda a singola cresta
• Guida d'onda a doppia cresta

Le figure seguenti mostrano i tipi di guide d'onda.

I tipi di guide d'onda mostrati sopra sono cavi al centro e costituiti da pareti di rame. Questi hanno un sottile rivestimento di Au o Ag sulla superficie interna.

Confrontiamo ora le linee di trasmissione e le guide d'onda.

Linee di trasmissione vs guide d'onda

La principale differenza tra una linea di trasmissione e una guida d'onda è:

• UN two conductor structure che può supportare un'onda TEM è una linea di trasmissione.

• UN one conductor structure che può supportare un'onda TE o un'onda TM ma non un'onda TEM è chiamata guida d'onda.

La tabella seguente evidenzia le differenze tra le linee di trasmissione e le guide d'onda.

Linee di trasmissione	Guide d'onda
Supporta l'onda TEM	Impossibile supportare l'onda TEM
Tutte le frequenze possono passare	Possono passare solo le frequenze maggiori della frequenza di taglio
Trasmissione a due conduttori	Trasmissione a un conduttore
I riflessi sono meno	Un'onda viaggia attraverso i riflessi dalle pareti della guida d'onda
Ha un'impedenza caratteristica	Ha un'impedenza d'onda
La propagazione delle onde è secondo la "Teoria dei circuiti"	La propagazione delle onde è secondo la "teoria dei campi"
Ha un conduttore di ritorno a terra	Il conduttore di ritorno non è richiesto poiché il corpo della guida d'onda funge da terra
La larghezza di banda non è limitata	La larghezza di banda è limitata
Le onde non si disperdono	Le onde si disperdono

Velocità di fase

La velocità di fase è la velocità con cui l'onda cambia la sua fase per subire uno spostamento di fase di 2πradianti. Può essere inteso come il cambiamento di velocità delle componenti d'onda di un'onda sinusoidale, quando modulata.

Deriviamo un'equazione per la velocità di fase.

Secondo la definizione, il tasso di cambiamento di fase a 2π i radianti devono essere considerati.

Che significa, $λ$ / $T$ quindi,

$$ V = \ frac {\ lambda} {T} $$

Dove,

$ λ $ = lunghezza d'onda e $ T $ = tempo

$$ V = \ frac {\ lambda} {T} = \ lambda f $$

Poiché $ f = \ frac {1} {T} $

Se moltiplichiamo il numeratore e il denominatore per 2π Poi abbiamo

$$ V = \ lambda f = \ frac {2 \ pi \ lambda f} {2 \ pi} $$

Sappiamo che $ \ omega = 2 \ pi f $ and $ \ beta = \ frac {2 \ pi} {f} $

L'equazione di cui sopra può essere scritta come,

$$ V = \ frac {2 \ pi f} {\ frac {2 \ pi} {\ lambda}} = \ frac {\ omega} {\ beta} $$

Quindi, l'equazione per la velocità di fase è rappresentata come

$$ V_p = \ frac {\ omega} {\ beta} $$

Velocità di gruppo

La velocità di gruppo può essere definita come la velocità con cui l'onda si propaga attraverso la guida d'onda. Questo può essere inteso come la velocità con cui viaggia un inviluppo modulato rispetto al solo vettore. Questa onda modulata viaggia attraverso la guida d'onda.

L'equazione della velocità di gruppo è rappresentata come

$$ V_g = \ frac {d \ omega} {d \ beta} $$

La velocità dell'inviluppo modulato è solitamente più lenta del segnale portante.

In questo capitolo, discuteremo dei componenti a microonde come transistor a microonde e diversi tipi di diodi.

Transistor a microonde

È necessario sviluppare transistor speciali per tollerare le frequenze delle microonde. Quindi per le applicazioni a microonde,silicon n-p-n transistorsin grado di fornire potenze adeguate alle frequenze delle microonde. Sono con tipicamente 5 watt a una frequenza di 3GHz con un guadagno di 5dB. Una vista in sezione trasversale di tale transistor è mostrata nella figura seguente.

Costruzione di transistor a microonde

Un n tipo strato epitassiale è cresciuto n+substrato che costituisce il collettore. Su questonregione, uno strato di SiO2 viene coltivato termicamente. UNp-base e pesantemente drogato n-emitterssono diffusi nella base. Le aperture sono realizzate in ossido per contatti ohmici. I collegamenti vengono effettuati in parallelo.

Tali transistor hanno una geometria della superficie classificata come interdigitata, sovrapposta o matrice. Queste forme sono mostrate nella figura seguente.

I transistor di potenza impiegano tutte e tre le geometrie di superficie.

I transistor di piccolo segnale impiegano una geometria della superficie interdigitata. La struttura interdigitata è adatta per applicazioni con piccoli segnali nelle bande L, S e C.

La geometria della matrice è talvolta chiamata mesh o griglia emettitore. Le strutture Overlay e Matrix sono utili come dispositivi di alimentazione nelle regioni UHF e VHF.

Funzionamento dei transistor a microonde

In un transistor a microonde, inizialmente le giunzioni emettitore-base e collettore-base sono polarizzate inversamente. All'applicazione di un segnale a microonde, la giunzione emettitore-base diventa polarizzata in avanti. Se unap-n-ptransistor è considerato, l'applicazione del picco positivo del segnale, polarizza in avanti la giunzione emettitore-base, facendo andare i fori alla sottile base negativa. I fori accelerano ulteriormente fino al terminale negativo della tensione di polarizzazione tra il collettore e i terminali di base. Un carico collegato al collettore riceve un impulso di corrente.

Dispositivi a stato solido

La classificazione dei dispositivi a microonde a stato solido può essere eseguita:

• A seconda del loro comportamento elettrico

  • Tipo di resistenza non lineare.

    Esempio - Varistori (resistenze variabili)

  • Tipo di reattanza non lineare.

    Esempio - Varactor (reattori variabili)

  • Tipo di resistenza negativa.

    Esempio: diodo tunnel, diodo Impatt, diodo Gunn

  • Tipo di impedenza controllabile.

    Esempio: diodo PIN

• A seconda della loro costruzione
  • Diodi di contatto puntuali
  • Diodi a barriera Schottky
  • Dispositivi semiconduttori a ossido di metallo (MOS)
  • Dispositivi di isolamento metallico

I tipi di diodi che abbiamo menzionato qui hanno molti usi come amplificazione, rilevamento, generazione di energia, spostamento di fase, conversione verso il basso, conversione verso l'alto, modulazione di limitazione, commutazione, ecc.

Diodo Varactor

Una capacità variabile di tensione di una giunzione polarizzata inversa può essere definita diodo Varactor. Il diodo varactor è un dispositivo semiconduttore in cui la capacità di giunzione può essere variata in funzione della polarizzazione inversa del diodo. Le caratteristiche CV di un tipico diodo Varactor e i suoi simboli sono mostrati nella figura seguente.

La capacità di giunzione dipende dalla tensione applicata e dal design della giunzione. Lo sappiamo,

$$ C_j \: \ alpha \: V_ {r} ^ {- n} $$

Dove

• $ C_j $ = capacità di giunzione

• $ V_r $ = Tensione di polarizzazione inversa

• $n$ = Un parametro che decide il tipo di giunzione

Se la giunzione è polarizzata inversamente, i vettori mobili esauriscono la giunzione, determinando una certa capacità, in cui il diodo si comporta come un condensatore, con la giunzione che agisce come un dielettrico. La capacità diminuisce con l'aumento della polarizzazione inversa.

L'incapsulamento del diodo contiene conduttori elettrici attaccati al wafer semiconduttore e un conduttore attaccato alla custodia in ceramica. La figura seguente mostra l'aspetto di un diodo Varactor a microonde.

Questi sono in grado di gestire grandi potenze e grandi tensioni di rottura inversa. Questi hanno un basso rumore. Sebbene la variazione della capacità di giunzione sia un fattore importante in questo diodo, resistenze parassite, capacità e conduttanze sono associate a ogni diodo pratico, che dovrebbe essere mantenuto basso.

Applicazioni del diodo Varactor

I diodi Varactor vengono utilizzati nelle seguenti applicazioni:

• Up conversione
• Amplificatore parametrico
• Generazione di impulsi
• Modellazione dell'impulso
• Circuiti di commutazione
• Modulazione dei segnali a microonde

Diodo a barriera Schottky

Questo è un semplice diodo che mostra un'impedenza non lineare. Questi diodi vengono utilizzati principalmente per il rilevamento e la miscelazione a microonde.

Costruzione del diodo a barriera Schottky

Un pellet semiconduttore è montato su una base metallica. Un filo caricato a molla è collegato con una punta acuminata a questo pellet di silicio. Questo può essere facilmente montato su linee coassiali o in guida d'onda. La figura seguente fornisce un'immagine chiara della costruzione.

Funzionamento del diodo a barriera Schottky

Con il contatto tra il semiconduttore e il metallo, si forma una regione di esaurimento. La regione del metallo ha una larghezza di svuotamento minore, in confronto. Quando viene stabilito il contatto, il flusso di elettroni si verifica dal semiconduttore al metallo. Questo esaurimento crea una carica spaziale positiva nel semiconduttore e il campo elettrico si oppone a un ulteriore flusso, il che porta alla creazione di una barriera all'interfaccia.

Durante la polarizzazione diretta, l'altezza della barriera viene ridotta e gli elettroni vengono iniettati nel metallo, mentre durante la polarizzazione inversa, l'altezza della barriera aumenta e l'iniezione di elettroni quasi si arresta.

Vantaggi del diodo a barriera Schottky

Questi sono i seguenti vantaggi.

• A basso costo
• Simplicity
• Reliable
• Figure di rumore da 4 a 5 dB

Applicazioni del diodo a barriera Schottky

Queste sono le seguenti applicazioni.

• Mixer a basso rumore
• Miscelatore bilanciato in radar ad onda continua
• Rivelatore a microonde

Dispositivi ad effetto Gunn

JB Gunn ha scoperto fluttuazioni periodiche della corrente che passa attraverso il n-type GaAscampione quando la tensione applicata ha superato un certo valore critico. In questi diodi ci sono due valli,L & U valleysin banda di conduzione e il trasferimento di elettroni avviene tra loro, a seconda del campo elettrico applicato. Viene chiamato questo effetto dell'inversione della popolazione dalla valle L inferiore alla valle U superioreTransfer Electron Effect e quindi questi sono chiamati come Transfer Electron Devices (TED).

Applicazioni dei diodi Gunn

I diodi Gunn sono ampiamente utilizzati nei seguenti dispositivi:

• Trasmettitori radar
• Transponder nel controllo del traffico aereo
• Sistemi di telemetria industriale
• Oscillatori di potenza
• Circuiti logici
• Amplificatore lineare a banda larga

Il processo di ritardo tra tensione e corrente, in valanga insieme al tempo di transito, attraverso il materiale si dice che sia resistenza negativa. I dispositivi che aiutano a fare in modo che un diodo mostri questa proprietà sono chiamati comeAvalanche transit time devices.

Gli esempi dei dispositivi che rientrano in questa categoria sono i diodi IMPATT, TRAPATT e BARITT. Diamo un'occhiata a ciascuno di essi, in dettaglio.

Diodo IMPATT

Questo è un diodo semiconduttore ad alta potenza, utilizzato nelle applicazioni a microonde ad alta frequenza. La forma completa IMPATT èIMPact ionization Avalanche Transit Time diode.

Un gradiente di tensione quando applicato al diodo IMPATT, si traduce in una corrente elevata. Un diodo normale finirà per rompersi da questo. Tuttavia, il diodo IMPATT è stato sviluppato per resistere a tutto questo. Un gradiente di potenziale elevato viene applicato per polarizzare il diodo e quindi i portatori minoritari fluiscono attraverso la giunzione.

L'applicazione di una tensione CA RF se sovrapposta a una tensione CC elevata, la maggiore velocità di buchi ed elettroni si traduce in ulteriori buchi ed elettroni spingendoli fuori dalla struttura cristallina mediante ionizzazione a impatto. Se il campo DC originale applicato era alla soglia di sviluppo di questa situazione, allora porta alla moltiplicazione della corrente di valanga e questo processo continua. Questo può essere compreso dalla figura seguente.

A causa di questo effetto, l'impulso di corrente assume uno sfasamento di 90 °. Tuttavia, invece di essere lì, si sposta verso il catodo a causa della polarizzazione inversa applicata. Il tempo impiegato dall'impulso per raggiungere il catodo dipende dallo spessore din+strato, che viene regolato per renderlo sfasato di 90 °. Ora, è stata dimostrata l'esistenza di una resistenza dinamica RF negativa. Quindi, il diodo IMPATT agisce sia come un oscillatore che come un amplificatore.

La figura seguente mostra i dettagli costruttivi di un diodo IMPATT.

L'efficienza del diodo IMPATT è rappresentata come

$$ \ eta = \ left [\ frac {P_ {ac}} {P_ {dc}} \ right] = \ frac {V_a} {V_d} \ left [\ frac {I_a} {I_d} \ right] $$

Dove,

• $ P_ {ac} $ = alimentazione CA

• $ P_ {dc} $ = alimentazione CC

• $ V_a \: \ & \: I_a $ = tensione e corrente AC

• $ V_d \: \ & \: I_d $ = tensione e corrente CC

Svantaggi

Di seguito sono riportati gli svantaggi del diodo IMPATT.

• È rumoroso in quanto la valanga è un processo rumoroso
• La gamma di sintonizzazione non è buona come nei diodi Gunn

Applicazioni

Di seguito sono riportate le applicazioni del diodo IMPATT.

• Oscillatore a microonde
• Generatori di microonde
• Oscillatore di uscita modulato
• Oscillatore locale del ricevitore
• Amplificazioni a resistenza negativa
• Reti di allarme intrusione (alto Q IMPATT)
• Radar della polizia (alto Q IMPATT)
• Trasmettitore a microonde a bassa potenza (alto Q IMPATT)
• Trasmettitore FM per telecomunicazioni (basso Q IMPATT)
• Trasmettitore radar CW Doppler (basso Q IMPATT)

Diodo TRAPATT

La forma completa del diodo TRAPATT è TRApped Plasma Avalanche Triggered Transit diode. Un generatore di microonde che opera tra centinaia di MHz e GHz. Questi sono solitamente diodi ad alta potenza di piccon+- p-p+ o p+-n-n+strutture con regione di svuotamento di tipo n, larghezza variabile da 2,5 a 1,25 µm. La figura seguente lo illustra.

Gli elettroni e le lacune intrappolate nella regione di basso campo dietro la zona, sono fatti per riempire la regione di svuotamento nel diodo. Questo viene fatto da una regione di valanghe ad alto campo che si propaga attraverso il diodo.

La figura seguente mostra un grafico in cui AB mostra la carica, BC mostra la formazione del plasma, DE mostra l'estrazione del plasma, EF mostra l'estrazione residua e FG mostra la carica.

Vediamo cosa succede in ciascuno dei punti.

A:La tensione nel punto A non è sufficiente perché si verifichi la rottura della valanga. In A, i portatori di carica dovuti alla generazione termica si traducono nella carica del diodo come una capacità lineare.

A-B:A questo punto, l'ampiezza del campo elettrico aumenta. Quando viene generato un numero sufficiente di portanti, il campo elettrico viene depresso in tutta la regione di esaurimento provocando la diminuzione della tensione da B a C.

C:Questa carica aiuta la valanga a continuare e viene creato un plasma denso di elettroni e lacune. Il campo viene ulteriormente abbassato in modo da non lasciare che gli elettroni o le lacune escano dallo strato di esaurimento e intrappola il plasma rimanente.

D: La tensione diminuisce al punto D. È necessario molto tempo per eliminare il plasma poiché la carica totale del plasma è grande rispetto alla carica per unità di tempo nella corrente esterna.

E:Al punto E, il plasma viene rimosso. Le cariche residue di lacune ed elettroni rimangono ciascuna ad un'estremità dello strato di deflessione.

E to F: La tensione aumenta man mano che la carica residua viene rimossa.

F: Al punto F, tutta la carica generata internamente viene rimossa.

F to G: Il diodo si carica come un condensatore.

G:Nel punto G, la corrente del diodo si azzera per mezzo periodo. La tensione rimane costante come mostrato nel grafico sopra. Questo stato continua fino a quando la corrente ritorna e il ciclo si ripete.

La velocità della zona valanga $ V_s $ è rappresentata come

$$ V_s = \ frac {dx} {dt} = \ frac {J} {qN_A} $$

Dove

• $J$ = Densità di corrente

• $q$= Carica elettronica 1,6 x ^10-19

• $ N_A $ = Concentrazione antidoping

La zona delle valanghe attraverserà rapidamente la maggior parte del diodo e il tempo di transito dei vettori è rappresentato come

$$ \ tau_s = \ frac {L} {V_s} $$

Dove

• $ V_s $ = Velocità di deriva della portante saturata

• $ L $ = Lunghezza del provino

Il tempo di transito calcolato qui è il tempo tra l'iniezione e la raccolta. L'azione ripetuta ne aumenta l'uscita per renderlo un amplificatore, mentre un filtro passa basso a microonde collegato in shunt con il circuito può farlo funzionare come un oscillatore.

Applicazioni

Ci sono molte applicazioni di questo diodo.

• Radar Doppler a bassa potenza
• Oscillatore locale per radar
• Sistema di atterraggio con faro a microonde
• Altimetro radio
• Radar ad array di fasi, ecc.

Diodo BARITT

La forma completa di BARITT Diode is BARrier Injection Transit Time diode. Queste sono l'ultima invenzione di questa famiglia. Sebbene questi diodi abbiano lunghe regioni di deriva come i diodi IMPATT, l'iniezione di portante nei diodi BARITT è causata da giunzioni polarizzate in avanti, ma non dal plasma di una regione di valanga come in esse.

Nei diodi IMPATT, l'iniezione del vettore è piuttosto rumorosa a causa della ionizzazione da impatto. Nei diodi BARITT, per evitare il rumore, l'iniezione del vettore è fornita mediante perforazione della regione di svuotamento. La resistenza negativa in un diodo BARITT è ottenuta a causa della deriva dei fori iniettati all'estremità del collettore del diodo, realizzato in materiale di tipo p.

La figura seguente mostra i dettagli costruttivi di un diodo BARITT.

Per un m-n-m Diodo BARITT, Ps-Si La barriera Schottky contatta i metalli con n-type Si wafernel mezzo. Un rapido aumento della corrente con tensione applicata (superiore a 30 V) è dovuto all'iniezione del foro termoionico nel semiconduttore.

La tensione critica $ (Vc) $ dipende dalla costante di drogaggio $ (N) $, dalla lunghezza del semiconduttore $ (L) $ e dalla permettività dielettrica del semiconduttore $ (\ epsilon S) $ rappresentata come

$$ V_c = \ frac {qNL ^ 2} {2 \ epsilon S} $$

Circuito integrato monolitico a microonde (MMIC)

I circuiti integrati a microonde sono la migliore alternativa alla guida d'onda convenzionale o ai circuiti coassiali, in quanto sono di peso ridotto, di piccole dimensioni, altamente affidabili e riproducibili. I materiali di base utilizzati per i circuiti integrati monolitici a microonde sono:

• Materiale del substrato
• Materiale conduttore
• Film dielettrici
• Film resistivi

Questi sono così scelti per avere caratteristiche ideali e alta efficienza. Il substrato su cui sono fabbricati gli elementi del circuito è importante poiché la costante dielettrica del materiale dovrebbe essere alta con un basso fattore di dissipazione, insieme ad altre caratteristiche ideali. I materiali di supporto utilizzati sono GaAs, ferrite / granato, alluminio, berillio, vetro e rutilo.

Il materiale del conduttore viene scelto in modo tale da avere un'elevata conduttività, un coefficiente di resistenza a bassa temperatura, una buona adesione al substrato e all'incisione, ecc. Alluminio, rame, oro e argento vengono utilizzati principalmente come materiali conduttori. I materiali dielettrici e resistivi sono così scelti per avere basse perdite e buona stabilità.

Tecnologia di fabbricazione

Nei circuiti integrati ibridi, i dispositivi semiconduttori e gli elementi del circuito passivo sono formati su un substrato dielettrico. I circuiti passivi sono elementi distribuiti o concentrati o una combinazione di entrambi.

I circuiti integrati ibridi sono di due tipi.

• IC ibrido
• CI ibrido in miniatura

In entrambi i processi di cui sopra, l'IC ibrido utilizza gli elementi del circuito distribuito fabbricati su IC utilizzando una tecnica di metallizzazione a strato singolo, mentre l'IC ibrido in miniatura utilizza elementi multilivello.

La maggior parte dei circuiti analogici utilizza la tecnologia di meso isolamento per isolare le aree attive di tipo n utilizzate per FET e diodi. I circuiti planari vengono fabbricati impiantando ioni in un substrato semi-isolante e per fornire isolamento le aree vengono mascherate.

"Via hole"La tecnologia viene utilizzata per collegare la sorgente con gli elettrodi della sorgente collegati a terra, in un FET GaAs, come mostrato nella figura seguente.

Esistono molte applicazioni di MMIC.

• Comunicazione militare
• Radar
• ECM
• Sistemi di antenne phased array
• Spettro diffuso e sistemi TDMA

Sono convenienti e utilizzati anche in molte applicazioni di consumo domestico come DTH, telecomunicazioni e strumentazione, ecc.

Proprio come altri sistemi, i sistemi a microonde sono costituiti da molti componenti a microonde, principalmente con sorgente a un'estremità e carico all'altra, che sono tutti collegati con guide d'onda o cavi coassiali o sistemi di linee di trasmissione.

Di seguito sono riportate le proprietà delle guide d'onda.

• SNR elevato
• Bassa attenuazione
• Minore perdita di inserzione

Funzioni microonde guida d'onda

Considera una guida d'onda con 4 porte. Se l'alimentazione viene applicata a una porta, passa attraverso tutte e 3 le porte in alcune proporzioni in cui parte di essa potrebbe riflettersi dalla stessa porta. Questo concetto è chiaramente illustrato nella figura seguente.

Parametri di dispersione

Per una rete a due porte, come mostrato nella figura seguente, se l'alimentazione viene applicata a una porta, come abbiamo appena discusso, la maggior parte dell'alimentazione fuoriesce dall'altra porta, mentre una parte si riflette sulla stessa porta. Nella figura seguente, ifV₁ o V₂ viene applicato, quindi I₁ o I₂ flussi di corrente rispettivamente.

Se la sorgente è applicata alla porta opposta, si devono considerare altre due combinazioni. Quindi, per una rete a due porte, è probabile che si verifichino 2 × 2 = 4 combinazioni.

Le onde viaggianti con potenze associate quando si diffondono attraverso le porte, la giunzione a microonde può essere definita da parametri S o Scattering Parameters, che sono rappresentati in una forma di matrice, chiamata come "Scattering Matrix".

Matrice di dispersione

È una matrice quadrata che fornisce tutte le combinazioni di rapporti di potenza tra le varie porte di ingresso e uscita di una giunzione a microonde. Gli elementi di questa matrice sono chiamati"Scattering Coefficients" o "Scattering (S) Parameters".

Considera la figura seguente.

Qui, la sorgente è collegata tramite $ i ^ {th} $ line mentre $ a_1 $ è l'onda incidente e $ b_1 $ è l'onda riflessa.

Se viene fornita una relazione tra $ b_1 $ e $ a_1 $,

$$ b_1 = (riflessione \: \: coefficiente) a_1 = S_ {1i} a_1 $$

Dove

• $ S_ {1i} $ = coefficiente di riflessione di $ 1 ^ {st} $ riga (dove $ i $ è la porta di ingresso e $ 1 $ è la porta di uscita)

• $ 1 $ = Riflessione dalla riga $ 1 ^ {st} $

• $ i $ = Sorgente collegata alla riga $ i ^ {th} $

Se l'impedenza corrisponde, la potenza viene trasferita al carico. Improbabile, se l'impedenza di carico non corrisponde all'impedenza caratteristica. Quindi, si verifica la riflessione. Ciò significa che la riflessione si verifica se

$$ Z_l \ neq Z_o $$

Tuttavia, se questa mancata corrispondenza è presente per più di una porta, ad esempio $ 'n' $ port, allora $ i = 1 $ a $ n $ (poiché $ i $ può essere qualsiasi riga da $ 1 $ a $ n $).

Pertanto, abbiamo

$$ b_1 = S_ {11} a_1 + S_ {12} a_2 + S_ {13} a_3 + ............... + S_ {1n} a_n $$

$$ b_2 = S_ {21} a_1 + S_ {22} a_2 + S_ {23} a_3 + ............... + S_ {2n} a_n $$

$$. $$

$$. $$

$$. $$

$$. $$

$$. $$

$$ b_n = S_ {n1} a_1 + S_ {n2} a_2 + S_ {n3} a_3 + ............... + S_ {nn} a_n $$

Quando tutta questa cosa è mantenuta in una forma a matrice,

$$ \ begin {bmatrix} b_1 \\ b_2 \\ b_3 \\. \\. \\. \\ b_n \ end {bmatrix} = \ begin {bmatrix} S_ {11} & S_ {12} & S_ {13 } & ... & S_ {1n} \\ S_ {21} & S_ {22} & S_ {23} & ... & S_ {2n} \\. &. &. & ... &. \\. &. &. & ... &. \\. &. &. & ... &. \\ S_ {n1} & S_ {n2} & S_ {n3} & ... & S_ {nn} \\ \ end {bmatrix} \ times \ begin {bmatrix} a_1 \\ a_2 \\ a_3 \\. \ \. \\. \\ a_n \ end {bmatrix} $$

Column matrix $ [b] $ Scattering matrix $ [S] $Matrix $ [a] $

La matrice di colonna $ \ sinistra [b \ destra] $ corrisponde alle onde riflesse o all'uscita, mentre la matrice $ \ sinistra [a \ destra] $ corrisponde alle onde incidenti o all'ingresso. La matrice della colonna di dispersione $ \ sinistra [s \ destra] $ che è dell'ordine di $ n \ volte n $ contiene i coefficienti di riflessione e i coefficienti di trasmissione. Perciò,

$$ \ sinistra [b \ destra] = \ sinistra [S \ destra] \ sinistra [a \ destra] $$

Proprietà della matrice [S]

La matrice di dispersione è indicata come matrice $ [S] $. Ci sono poche proprietà standard per $ [S] $ matrix. Sono -

• $ [S] $ è sempre una matrice quadrata di ordine (nxn)

  $ [S] _ {n \ volte n} $

• $ [S] $ è una matrice simmetrica

  cioè $ S_ {ij} = S_ {ji} $

• $ [S] $ è una matrice unitaria

  vale a dire, $ [S] [S] ^ * = I $

• La somma dei prodotti di ciascun termine di qualsiasi riga o colonna moltiplicata per il complesso coniugato dei termini corrispondenti di qualsiasi altra riga o colonna è zero. cioè

$$ \ sum_ {i = j} ^ {n} S_ {ik} S_ {ik} ^ {*} = 0 \: for \: k \ neq j $$

$$ (k = 1,2,3, ... \: n) \: e \: (j = 1,2,3, ... \: n) $$

• Se la distanza elettrica tra qualche $ k ^ {th} $ porta e la giunzione è $ \ beta _kI_k $, i coefficienti di $ S_ {ij} $ che coinvolgono $ k $, verranno moltiplicati per il fattore $ e ^ {- j \ beta kIk} $

Nei prossimi capitoli daremo uno sguardo ai diversi tipi di giunzioni a T per microonde.

Una giunzione a T del piano E è formata attaccando una semplice guida d'onda alla dimensione più ampia di una guida d'onda rettangolare, che ha già due porte. I bracci delle guide d'onda rettangolari fanno due porte chiamatecollinear ports cioè, Port1 e Port2, mentre quello nuovo, Port3 è chiamato Side arm o E-arm. La T sua E-plane Tee è anche chiamataSeries Tee.

Poiché l'asse del braccio laterale è parallelo al campo elettrico, questa giunzione è chiamata giunzione a T del piano E. Questo è anche chiamato comeVoltage o Series junction. Le porte 1 e 2 sono sfasate di 180 ° l'una rispetto all'altra. I dettagli della sezione trasversale del T del piano E possono essere compresi dalla figura seguente.

La figura seguente mostra il collegamento effettuato dal braccio laterale alla guida d'onda bidirezionale per formare la porta parallela.

Proprietà di E-Plane Tee

Le proprietà di E-Plane Tee possono essere definite dalla sua matrice $ [S] _ {3x3} $.

È una matrice 3 × 3 in quanto vi sono 3 possibili ingressi e 3 possibili uscite.

$ [S] = \ begin {bmatrix} S_ {11} & S_ {12} & S_ {13} \\ S_ {21} & S_ {22} & S_ {23} \\ S_ {31} & S_ {32 } & S_ {33} \ end {bmatrix} $ ........ Equation 1

I coefficienti di dispersione $ S_ {13} $ e $ S_ {23} $ sono sfasati di 180 ° con un ingresso sulla porta 3.

$ S_ {23} = -S_ {13} $........ Equation 2

Il porto è perfettamente abbinato al bivio.

$ S_ {33} = 0 $........ Equation 3

Dalla proprietà simmetrica,

$ S_ {ij} = S_ {ji} $

$ S_ {12} = S_ {21} \: \: S_ {23} = S_ {32} \: \: S_ {13} = S_ {31} $........ Equation 4

Considerando le equazioni 3 e 4, la matrice $ [S] $ può essere scritta come,

$ [S] = \ begin {bmatrix} S_ {11} & S_ {12} & S_ {13} \\ S_ {12} & S_ {22} & -S_ {13} \\ S_ {13} & -S_ {13} & 0 \ end {bmatrix} $........ Equation 5

Possiamo dire di avere quattro incognite, considerando la proprietà di simmetria.

Dalla proprietà Unitaria

$$ [S] [S] \ ast = [I] $$

$$ \ begin {bmatrix} S_ {11} & S_ {12} & S_ {13} \\ S_ {12} & S_ {22} & -S_ {13} \\ S_ {13} & -S_ {13} & 0 \ end {bmatrix} \: \ begin {bmatrix} S_ {11} ^ {*} & S_ {12} ^ {*} & S_ {13} ^ {*} \\ S_ {12} ^ {*} & S_ {22} ^ {*} & -S_ {13} ^ {*} \\ S_ {13} ^ {*} & -S_ {13} ^ {*} & 0 \ end {bmatrix} = \ begin { bmatrix} 1 & 0 & 0 \\ 0 & 1 & 0 \\ 0 & 0 & 1 \ end {bmatrix} $$

Moltiplicando otteniamo,

(Annotando R come riga e C come colonna)

$ R_1C_1: S_ {11} S_ {11} ^ {*} + S_ {12} S_ {12} ^ {*} + S_ {13} S_ {13} ^ {*} = 1 $

$ \ sinistra | S_ {11} \ destra | ^ 2 + \ sinistra | S_ {11} \ destra | ^ 2 + \ sinistra | S_ {11} \ right | ^ 2 = 1 $........ Equation 6

$ R_2C_2: \ sinistra | S_ {12} \ destra | ^ 2 + \ sinistra | S_ {22} \ destra | ^ 2 + \ sinistra | S_ {13} \ right | ^ 2 = 1 $......... Equation 7

$ R_3C_3: \ sinistra | S_ {13} \ destra | ^ 2 + \ sinistra | S_ {13} \ right | ^ 2 = 1 $......... Equation 8

$ R_3C_1: S_ {13} S_ {11} ^ {*} - S_ {13} S_ {12} ^ {*} = 1 $ ......... Equation 9

Uguagliando le equazioni 6 e 7, otteniamo

$ S_ {11} = S_ {22} $ ......... Equation 10

Dall'equazione 8,

$ 2 \ sinistra | S_ {13} \ right | ^ 2 \ quad o \ quad S_ {13} = \ frac {1} {\ sqrt {2}} $......... Equation 11

Dall'equazione 9,

$ S_ {13} \ sinistra (S_ {11} ^ {*} - S_ {12} ^ {*} \ destra) $

Oppure $ S_ {11} = S_ {12} = S_ {22} $ ......... Equation 12

Usando le equazioni 10, 11 e 12 nell'equazione 6,

noi abbiamo,

$ \ sinistra | S_ {11} \ destra | ^ 2 + \ sinistra | S_ {11} \ right | ^ 2 + \ frac {1} {2} = 1 $

$ 2 \ sinistra | S_ {11} \ right | ^ 2 = \ frac {1} {2} $

Oppure $ S_ {11} = \ frac {1} {2} $ ......... Equation 13

Sostituendo i valori delle equazioni precedenti nella matrice $ [S] $,

Noi abbiamo,

$$ \ left [S \ right] = \ begin {bmatrix} \ frac {1} {2} & \ frac {1} {2} & \ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ \ frac { 1} {2} & \ frac {1} {2} & - \ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ \ frac {1} {\ sqrt {2}} & - \ frac {1} { \ sqrt {2}} & 0 \ end {bmatrix} $$

Sappiamo che $ [b] $ = $ [S] [a] $

$$ \ begin {bmatrix} b_1 \\ b_2 \\ b_3 \ end {bmatrix} = \ begin {bmatrix} \ frac {1} {2} & \ frac {1} {2} & \ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ \ frac {1} {2} & \ frac {1} {2} & - \ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ \ frac {1} {\ sqrt {2 }} & - \ frac {1} {\ sqrt {2}} & 0 \ end {bmatrix} \ begin {bmatrix} a_1 \\ a_2 \\ a_3 \ end {bmatrix} $$

Questa è la matrice di scattering per E-Plane Tee, che spiega le sue proprietà di scattering.

Una giunzione a T del piano H è formata collegando una semplice guida d'onda a una guida d'onda rettangolare che ha già due porte. I bracci delle guide d'onda rettangolari fanno due porte chiamatecollinear ports cioè, Port1 e Port2, mentre quello nuovo, Port3 è chiamato Side arm o H-arm. Questa maglietta H-plane è anche chiamataShunt Tee.

Poiché l'asse del braccio laterale è parallelo al campo magnetico, questa giunzione è chiamata giunzione a T del piano H. Questo è anche chiamato comeCurrent junction, poiché il campo magnetico si divide in braccia. I dettagli della sezione trasversale del T del piano H possono essere compresi dalla figura seguente.

La figura seguente mostra il collegamento effettuato dal sidearm alla guida d'onda bidirezionale per formare la porta seriale.

Proprietà di H-Plane Tee

Le proprietà di H-Plane Tee possono essere definite dalla sua matrice $ \ left [S \ right] _ {3 \ times 3} $.

È una matrice 3 × 3 in quanto vi sono 3 possibili ingressi e 3 possibili uscite.

$ [S] = \ begin {bmatrix} S_ {11} & S_ {12} & S_ {13} \\ S_ {21} & S_ {22} & S_ {23} \\ S_ {31} & S_ {32 } & S_ {33} \ end {bmatrix} $ ........ Equation 1

I coefficienti di dispersione $ S_ {13} $ e $ S_ {23} $ qui sono uguali poiché la giunzione è simmetrica nel piano.

Dalla proprietà simmetrica,

$ S_ {ij} = S_ {ji} $

$ S_ {12} = S_ {21} \: \: S_ {23} = S_ {32} = S_ {13} \: \: S_ {13} = S_ {31} $

Il porto è perfettamente abbinato

$ S_ {33} = 0 $

Ora, la matrice $ [S] $ può essere scritta come,

$ [S] = \ begin {bmatrix} S_ {11} & S_ {12} & S_ {13} \\ S_ {12} & S_ {22} & S_ {13} \\ S_ {13} & S_ {13 } & 0 \ end {bmatrix} $ ........ Equation 2

Possiamo dire di avere quattro incognite, considerando la proprietà di simmetria.

Dalla proprietà Unitaria

$$ [S] [S] \ ast = [I] $$

$$ \ begin {bmatrix} S_ {11} & S_ {12} & S_ {13} \\ S_ {12} & S_ {22} & S_ {13} \\ S_ {13} & S_ {13} & 0 \ end {bmatrix} \: \ begin {bmatrix} S_ {11} ^ {*} & S_ {12} ^ {*} & S_ {13} ^ {*} \\ S_ {12} ^ {*} & S_ {22} ^ {*} & S_ {13} ^ {*} \\ S_ {13} ^ {*} & S_ {13} ^ {*} & 0 \ end {bmatrix} = \ begin {bmatrix} 1 & 0 & 0 \\ 0 & 1 & 0 \\ 0 & 0 & 1 \ end {bmatrix} $$

Moltiplicando otteniamo,

(Annotando R come riga e C come colonna)

$ R_1C_1: S_ {11} S_ {11} ^ {*} + S_ {12} S_ {12} ^ {*} + S_ {13} S_ {13} ^ {*} = 1 $

$ \ sinistra | S_ {11} \ destra | ^ 2 + \ sinistra | S_ {12} \ destra | ^ 2 + \ sinistra | S_ {13} \ right | ^ 2 = 1 $........ Equation 3

$ R_2C_2: \ sinistra | S_ {12} \ destra | ^ 2 + \ sinistra | S_ {22} \ destra | ^ 2 + \ sinistra | S_ {13} \ right | ^ 2 = 1 $......... Equation 4

$ R_3C_3: \ sinistra | S_ {13} \ destra | ^ 2 + \ sinistra | S_ {13} \ right | ^ 2 = 1 $......... Equation 5

$ R_3C_1: S_ {13} S_ {11} ^ {*} - S_ {13} S_ {12} ^ {*} = 0 $ ......... Equation 6

$ 2 \ sinistra | S_ {13} \ right | ^ 2 = 1 \ quad o \ quad S_ {13} = \ frac {1} {\ sqrt {2}} $......... Equation 7

$ \ sinistra | S_ {11} \ right | ^ 2 = \ left | S_ {22} \ right | ^ 2 $

$ S_ {11} = S_ {22} $ ......... Equation 8

Dall'equazione 6, $ S_ {13} \ left (S_ {11} ^ {*} + S_ {12} ^ {*} \ right) = 0 $

Da allora, $ S_ {13} \ neq 0, S_ {11} ^ {*} + S_ {12} ^ {*} = 0, \: o \: S_ {11} ^ {*} = -S_ {12} ^ {*} $

Oppure $ S_ {11} = -S_ {12} \: \: o \: \: S_ {12} = -S_ {11} $......... Equation 9

Usandoli nell'equazione 3,

Da allora, $ S_ {13} \ neq 0, S_ {11} ^ {*} + S_ {12} ^ {*} = 0, \: o \: S_ {11} ^ {*} = -S_ {12} ^ {*} $

$ \ sinistra | S_ {11} \ destra | ^ 2 + \ sinistra | S_ {11} \ right | ^ 2 + \ frac {1} {2} = 1 \ quad o \ quad 2 \ left | S_ {11} \ right | ^ 2 = \ frac {1} {2} \ quad o \ quad S_ {11} = \ frac {1} {2} $..... Equation 10

Dall'equazione 8 e 9,

$ S_ {12} = - \ frac {1} {2} $......... Equation 11

$ S_ {22} = \ frac {1} {2} $......... Equation 12

Sostituendo $ S_ {13} $, $ S_ {11} $, $ S_ {12} $ e $ S_ {22} $ dall'equazione 7 e 10, 11 e 12 nell'equazione 2,

Noi abbiamo,

$$ \ left [S \ right] = \ begin {bmatrix} \ frac {1} {2} & - \ frac {1} {2} & \ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ - \ frac {1} {2} & \ frac {1} {2} & \ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ \ frac {1} {\ sqrt {2}} & \ frac {1} { \ sqrt {2}} & 0 \ end {bmatrix} $$

Sappiamo che $ [b] $ = $ [s] [a] $

$$ \ begin {bmatrix} b_1 \\ b_2 \\ b_3 \ end {bmatrix} = \ begin {bmatrix} \ frac {1} {2} & - \ frac {1} {2} & \ frac {1} { \ sqrt {2}} \\ - \ frac {1} {2} & \ frac {1} {2} & \ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ \ frac {1} {\ sqrt { 2}} & \ frac {1} {\ sqrt {2}} & 0 \ end {bmatrix} \ begin {bmatrix} a_1 \\ a_2 \\ a_3 \ end {bmatrix} $$

Questa è la matrice di dispersione per H-Plane Tee, che spiega le sue proprietà di dispersione.

Una giunzione a T del piano EH viene formata collegando due semplici guide d'onda una parallela e l'altra in serie, a una guida d'onda rettangolare che ha già due porte. Questo è anche chiamato comeMagic Tee, o Hybrid o 3dB coupler.

I bracci delle guide d'onda rettangolari fanno due porte chiamate collinear ports cioè, Porta 1 e Porta 2, mentre la Porta 3 è chiamata come H-Arm o Sum port o Parallel port. La porta 4 è chiamata comeE-Arm o Difference port o Series port.

I dettagli della sezione trasversale di Magic Tee possono essere compresi dalla figura seguente.

La figura seguente mostra il collegamento effettuato dai bracci laterali alla guida d'onda bidirezionale per formare sia porte parallele che seriali.

Caratteristiche di EH Plane Tee

• Se un segnale di fase e ampiezza uguali viene inviato alla porta 1 e alla porta 2, l'uscita sulla porta 4 è zero e l'uscita sulla porta 3 sarà l'additivo di entrambe le porte 1 e 2.

• Se viene inviato un segnale alla porta 4, (E-arm), la potenza viene divisa tra la porta 1 e 2 in modo uguale ma in fase opposta, mentre non ci sarebbe uscita sulla porta 3. Quindi, $ S_ {34} $ = 0 .

• Se viene inviato un segnale alla porta 3, l'alimentazione viene divisa equamente tra la porta 1 e 2, mentre non ci sarebbe uscita sulla porta 4. Quindi, $ S_ {43} $ = 0.

• Se un segnale viene inviato a una delle porte collineari, non appare alcuna uscita sull'altra porta collineare, poiché il braccio E produce un ritardo di fase e il braccio H produce un anticipo di fase. Quindi, $ S_ {12} $ = $ S_ {21} $ = 0.

Proprietà di EH Plane Tee

Le proprietà di EH Plane Tee possono essere definite dalla sua matrice $ \ left [S \ right] _ {4 \ times 4} $.

È una matrice 4 × 4 in quanto vi sono 4 possibili ingressi e 4 possibili uscite.

$ [S] = \ begin {bmatrix} S_ {11} & S_ {12} & S_ {13} & S_ {14} \\ S_ {21} & S_ {22} & S_ {23} & S_ {24} \\ S_ {31} & S_ {32} & S_ {33} & S_ {34} \\ S_ {41} & S_ {42} & S_ {43} & S_ {44} \ end {bmatrix} $ ........ Equation 1

Poiché ha una sezione a T di H-Plane

$ S_ {23} = S_ {13} $........ Equation 2

Poiché ha la sezione Tee E-Plane

$ S_ {24} = -S_ {14} $........ Equation 3

La porta E-Arm e la porta H-Arm sono così isolate che l'altra non fornirà un'uscita, se viene applicato un ingresso a una di esse. Quindi, questo può essere notato come

$ S_ {34} = S_ {43} = 0 $........ Equation 4

Dalla proprietà di simmetria, abbiamo

$ S_ {ij} = S_ {ji} $

$ S_ {12} = S_ {21}, S_ {13} = S_ {31}, S_ {14} = S_ {41} $

$ S_ {23} = S_ {32}, S_ {24} = S_ {42}, S_ {34} = S_ {43} $........ Equation 5

Se le porte 3 e 4 sono perfettamente abbinate alla giunzione, allora

$ S_ {33} = S_ {44} = 0 $........ Equation 6

Sostituendo tutte le equazioni precedenti nell'equazione 1, per ottenere la matrice $ [S] $,

$ [S] = \ begin {bmatrix} S_ {11} & S_ {12} & S_ {13} & S_ {14} \\ S_ {12} & S_ {22} & S_ {13} & -S_ {14 } \\ S_ {13} & S_ {13} & 0 & 0 \\ S_ {14} & -S_ {14} & 0 & 0 \ end {bmatrix} $........ Equation 7

Dalla proprietà unitaria, $ [S] [S] ^ \ ast = [I] $

$ \ begin {bmatrix} S_ {11} & S_ {12} & S_ {13} & S_ {14} \\ S_ {12} & S_ {22} & S_ {13} & -S_ {14} \\ S_ {13} & S_ {13} & 0 & 0 \\ S_ {14} & -S_ {14} & 0 & 0 \ end {bmatrix} \ begin {bmatrix} S_ {11} ^ {*} & S_ {12} ^ {*} & S_ {13} ^ {*} & S_ {14} ^ {*} \\ S_ {12} ^ {*} & S_ {22} ^ {*} & S_ {13} ^ {*} & -S_ {14} ^ {*} \\ S_ {13} & S_ {13} & 0 & 0 \\ S_ {14} & -S_ {14} & 0 & 0 \ end {bmatrix} $

$ = \ begin {bmatrix} 1 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & 1 & 0 & 0 \\ 0 & 0 & 1 & 0 \\ 0 & 0 & 0 & 1 \ end {bmatrix} $

$ R_1C_1: \ sinistra | S_ {11} \ destra | ^ 2 + \ sinistra | S_ {12} \ destra | ^ 2 + \ sinistra | S_ {13} \ destra | ^ 2 = 1 + \ sinistra | S_ {14} \ right | ^ 2 = 1 $......... Equation 8

$ R_2C_2: \ sinistra | S_ {12} \ destra | ^ 2 + \ sinistra | S_ {22} \ destra | ^ 2 + \ sinistra | S_ {13} \ destra | ^ 2 = 1 + \ sinistra | S_ {14} \ right | ^ 2 = 1 $......... Equation 9

$ R_3C_3: \ sinistra | S_ {13} \ destra | ^ 2 + \ sinistra | S_ {13} \ right | ^ 2 = 1 $......... Equation 10

$ R_4C_4: \ sinistra | S_ {14} \ destra | ^ 2 + \ sinistra | S_ {14} \ right | ^ 2 = 1 $......... Equation 11

Dalle equazioni 10 e 11, otteniamo

$ S_ {13} = \ frac {1} {\ sqrt {2}} $........ Equation 12

$ S_ {14} = \ frac {1} {\ sqrt {2}} $........ Equation 13

Confrontando le equazioni 8 e 9, abbiamo

$ S_ {11} = S_ {22} $ ......... Equation 14

Usando questi valori dalle equazioni 12 e 13, otteniamo

$ \ sinistra | S_ {11} \ destra | ^ 2 + \ sinistra | S_ {12} \ right | ^ 2 + \ frac {1} {2} + \ frac {1} {2} = 1 $

$ \ sinistra | S_ {11} \ destra | ^ 2 + \ sinistra | S_ {12} \ right | ^ 2 = 0 $

$ S_ {11} = S_ {22} = 0 $ ......... Equation 15

Dall'equazione 9, otteniamo $ S_ {22} = 0 $ ......... Equation 16

Ora capiamo che le porte 1 e 2 sono perfettamente abbinate alla giunzione. Poiché si tratta di una giunzione a 4 porte, ogni volta che due porte sono perfettamente abbinate, anche le altre due porte si adattano perfettamente alla giunzione.

L'incrocio in cui tutte e quattro le porte sono perfettamente abbinate è chiamato Magic Tee Junction.

Sostituendo le equazioni da 12 a 16, nella matrice $ [S] $ dell'equazione 7, si ottiene la matrice di scattering di Magic Tee come

$$ [S] = \ begin {bmatrix} 0 & 0 & \ frac {1} {2} & \ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ 0 & 0 & \ frac {1} {2} & - \ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ \ frac {1} {\ sqrt {2}} & \ frac {1} {\ sqrt {2}} & 0 & 0 \\ \ frac {1} {\ sqrt {2}} & - \ frac {1} {\ sqrt {2}} & 0 & 0 \ end {bmatrix} $$

Sappiamo già che $ [b] $ = $ [S] [a] $

Riscrivendo quanto sopra, otteniamo

$$ \ begin {vmatrix} b_1 \\ b_2 \\ b_3 \\ b_4 \ end {vmatrix} = \ begin {bmatrix} 0 & 0 & \ frac {1} {2} & \ frac {1} {\ sqrt {2} } \\ 0 & 0 & \ frac {1} {2} & - \ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ \ frac {1} {\ sqrt {2}} & \ frac {1} {\ sqrt {2}} & 0 & 0 \\ \ frac {1} {\ sqrt {2}} & - \ frac {1} {\ sqrt {2}} & 0 & 0 \ end {bmatrix} \ begin {vmatrix} a_1 \ \ a_2 \\ a_3 \\ a_4 \ end {vmatrix} $$

Applicazioni di EH Plane Tee

Alcune delle applicazioni più comuni di EH Plane Tee sono le seguenti:

• La giunzione EH Plane viene utilizzata per misurare l'impedenza - Un rilevatore nullo è collegato alla porta E-Arm mentre la sorgente a microonde è collegata alla porta H-Arm. Le porte collineari insieme a queste porte formano un ponte e la misurazione dell'impedenza viene eseguita bilanciando il ponte.

• EH Plane Tee viene utilizzato come duplexer - Un duplexer è un circuito che funziona sia come trasmettitore che come ricevitore, utilizzando un'unica antenna per entrambi gli scopi. Le porte 1 e 2 sono utilizzate come ricevitore e trasmettitore dove sono isolate e quindi non interferiranno. L'antenna è collegata alla porta E-Arm. Un carico abbinato è collegato alla porta H-Arm, che non fornisce riflessi. Ora, esiste trasmissione o ricezione senza alcun problema.

• EH Plane Tee viene utilizzato come mixer: la porta E-Arm è collegata all'antenna e la porta H-Arm è collegata all'oscillatore locale. La porta 2 ha un carico abbinato che non ha riflessi e la porta 1 ha il circuito mixer, che riceve metà della potenza del segnale e metà della potenza dell'oscillatore per produrre la frequenza IF.

Oltre alle applicazioni di cui sopra, una giunzione a T del piano EH viene utilizzata anche come ponte a microonde, discriminatore a microonde, ecc.

Questo dispositivo a microonde viene utilizzato quando è necessario combinare due segnali senza differenza di fase e per evitare i segnali con una differenza di percorso.

Viene presa una normale giunzione a T a tre porte e viene aggiunta una quarta porta, per renderla una giunzione ratrace. Tutte queste porte sono collegate in forme ad anello angolare a intervalli uguali utilizzando giunzioni in serie o parallele.

La circonferenza media della corsa totale è 1.5λ e ciascuna delle quattro porte è separata da una distanza di λ / 4. La figura seguente mostra l'immagine di un incrocio della corsa dei topi.

Consideriamo alcuni casi per comprendere il funzionamento di un incrocio di razza topa.

Caso 1

Se l'alimentazione di ingresso viene applicata alla porta 1, viene divisa equamente in due porte, ma in senso orario per la porta 2 e in senso antiorario per la porta 4. La porta 3 non ha assolutamente uscita.

Il motivo è che, alle porte 2 e 4, le potenze si combinano in fase, mentre alla porta 3, la cancellazione avviene a causa della differenza di percorso λ / 2.

Caso 2

Se l'alimentazione in ingresso viene applicata alla porta 3, la potenza viene divisa equamente tra la porta 2 e la porta 4. Ma non ci sarà uscita sulla porta 1.

Caso 3

Se due segnali disuguali vengono applicati alla porta 1 stessa, l'uscita sarà proporzionale alla somma dei due segnali di ingresso, che è divisa tra la porta 2 e 4. Ora sulla porta 3 appare l'uscita differenziale.

La matrice di dispersione per la giunzione della corsa dei topi è rappresentata come

$$ [S] = \ begin {bmatrix} 0 & S_ {12} & 0 & S_ {14} \\ S_ {21} & 0 & S_ {23} & 0 \\ 0 & S_ {32} & 0 & S_ {34} \ \ S_ {41} & 0 & S_ {43} & 0 \ end {bmatrix} $$

Applicazioni

La giunzione della corsa dei topi viene utilizzata per combinare due segnali e dividere un segnale in due metà.

UN Directional couplerè un dispositivo che campiona una piccola quantità di potenza a microonde per scopi di misurazione. Le misurazioni della potenza includono potenza incidente, potenza riflessa, valori VSWR, ecc.

L'accoppiatore direzionale è una giunzione della guida d'onda a 4 porte costituita da una guida d'onda principale primaria e una guida d'onda ausiliaria secondaria. La figura seguente mostra l'immagine di un accoppiatore direzionale.

L'accoppiatore direzionale viene utilizzato per accoppiare la potenza del microonde che può essere unidirezionale o bidirezionale.

Proprietà degli accoppiatori direzionali

Le proprietà di un accoppiatore direzionale ideale sono le seguenti.

• Tutte le terminazioni vengono abbinate alle porte.

• Quando l'alimentazione viaggia dalla Porta 1 alla Porta 2, una parte di essa viene accoppiata alla Porta 4 ma non alla Porta 3.

• Poiché è anche un accoppiatore bidirezionale, quando l'alimentazione viaggia dalla Porta 2 alla Porta 1, una parte di essa viene accoppiata alla Porta 3 ma non alla Porta 4.

• Se l'alimentazione è incidente attraverso la porta 3, una parte di essa viene accoppiata alla porta 2, ma non alla porta 1.

• Se l'alimentazione è incidente attraverso la porta 4, una parte di essa viene accoppiata alla porta 1, ma non alla porta 2.

• Le porte 1 e 3 sono disaccoppiate così come la porta 2 e la porta 4.

Idealmente, l'output della porta 3 dovrebbe essere zero. Tuttavia, praticamente, viene chiamata una piccola quantità di energiaback power si osserva alla porta 3. La figura seguente indica il flusso di potenza in un accoppiatore direzionale.

Dove

• $ P_i $ = potenza incidente sulla porta 1

• $ P_r $ = Potenza ricevuta sulla porta 2

• $ P_f $ = potenza accoppiata in avanti sulla porta 4

• $ P_b $ = Back power sulla porta 3

Di seguito sono riportati i parametri utilizzati per definire le prestazioni di un accoppiatore direzionale.

Fattore di accoppiamento (C)

Il fattore di accoppiamento di un accoppiatore direzionale è il rapporto tra la potenza incidente e la potenza diretta, misurata in dB.

$$ C = 10 \: log_ {10} \ frac {P_i} {P_f} dB $$

Direttività (D)

La Direttività di un accoppiatore direzionale è il rapporto tra la potenza diretta e la potenza posteriore, misurata in dB.

$$ D = 10 \: log_ {10} \ frac {P_f} {P_b} dB $$

Isolamento

Definisce le proprietà direttive di un accoppiatore direzionale. È il rapporto tra potenza incidente e potenza di ritorno, misurato in dB.

$$ I = 10 \: log_ {10} \ frac {P_i} {P_b} dB $$

Isolation in dB = Coupling factor + Directivity

Accoppiatore direzionale a due fori

Questo è un accoppiatore direzionale con le stesse guide d'onda principale e ausiliaria, ma con due piccoli fori comuni tra di loro. Questi fori sono a $ {\ lambda_g} / {4} $ distanza l'uno dall'altro dove λg è la lunghezza d'onda guida. La figura seguente mostra l'immagine di un accoppiatore direzionale a due fori.

Un accoppiatore direzionale a due fori è progettato per soddisfare il requisito ideale dell'accoppiatore direzionale, che è quello di evitare la potenza di ritorno. Parte della potenza durante il viaggio tra la Porta 1 e la Porta 2 fuoriesce dai fori 1 e 2.

L'entità della potenza dipende dalle dimensioni dei fori. Questa potenza di dispersione in entrambi i fori è in fase nel foro 2, sommando la potenza che contribuisce alla potenza direttaP_f. Tuttavia, è fuori fase al foro 1, annullandosi a vicenda e impedendo il verificarsi del back power.

Quindi, la direttività di un accoppiatore direzionale migliora.

Giunti guida d'onda

Poiché un sistema di guide d'onda non può essere sempre costruito in un unico pezzo, a volte è necessario unire diverse guide d'onda. Questa giunzione deve essere eseguita con attenzione per evitare problemi quali: effetti di riflessione, creazione di onde stazionarie e aumento dell'attenuazione, ecc.

I giunti della guida d'onda oltre ad evitare irregolarità, dovrebbero anche prendersi cura dei modelli di campo E e H non influenzandoli. Esistono molti tipi di giunti in guida d'onda come flangia imbullonata, giunto flangiato, giunto strozzatore, ecc.

Per la generazione e l'amplificazione delle microonde, sono necessarie alcune valvole speciali chiamate as Microwave tubes. Di tutti loro,Klystron è importante.

Gli elementi essenziali di Klystron sono fasci di elettroni e risonatori a cavità. I fasci di elettroni sono prodotti da una sorgente e i klystron della cavità sono impiegati per amplificare i segnali. Alla fine è presente un collettore per raccogliere gli elettroni. L'intera configurazione è come mostrato nella figura seguente.

Gli elettroni emessi dal catodo vengono accelerati verso il primo risonatore. Il collettore alla fine ha lo stesso potenziale del risonatore. Quindi, di solito gli elettroni hanno una velocità costante nello spazio tra i risonatori a cavità.

Inizialmente, il primo risonatore a cavità viene fornito con un debole segnale ad alta frequenza, che deve essere amplificato. Il segnale inizierà un campo elettromagnetico all'interno della cavità. Questo segnale viene fatto passare attraverso un cavo coassiale come mostrato nella figura seguente.

A causa di questo campo, gli elettroni che passano attraverso il risonatore a cavità vengono modulati. Arrivati ​​al secondo risonatore, gli elettroni vengono indotti con un altro EMF alla stessa frequenza. Questo campo è abbastanza forte da estrarre un segnale grande dalla seconda cavità.

Risonatore a cavità

Cerchiamo innanzitutto di capire i dettagli costruttivi e il funzionamento di un risonatore a cavità. La figura seguente indica il risonatore a cavità.

Un semplice circuito risonante costituito da un condensatore e un circuito induttivo può essere paragonato a questo risonatore a cavità. Un conduttore ha elettroni liberi. Se viene applicata una carica al condensatore per caricarlo a una tensione di questa polarità, molti elettroni vengono rimossi dalla piastra superiore e introdotti nella piastra inferiore.

La piastra che ha più deposizione di elettroni sarà il catodo e la piastra che ha un numero minore di elettroni diventa l'anodo. La figura seguente mostra il deposito di carica sul condensatore.

Le linee del campo elettrico sono dirette dalla carica positiva verso il negativo. Se il condensatore viene caricato con polarità inversa, anche la direzione del campo viene invertita. Lo spostamento degli elettroni nel tubo, costituisce una corrente alternata. Questa corrente alternata dà origine a un campo magnetico alternato, che è sfasato con il campo elettrico del condensatore.

Quando il campo magnetico è alla sua massima intensità, il campo elettrico è zero e dopo un po 'il campo elettrico diventa massimo mentre il campo magnetico è zero. Questo scambio di forza avviene per un ciclo.

Risonatore chiuso

Minore è il valore del condensatore e l'induttività del loop, maggiore sarà l'oscillazione o la frequenza di risonanza. Poiché l'induttanza del circuito è molto piccola, è possibile ottenere un'alta frequenza.

Per produrre un segnale a frequenza più alta, l'induttanza può essere ulteriormente ridotta posizionando più circuiti induttivi in ​​parallelo come mostrato nella figura seguente. Ciò si traduce nella formazione di un risonatore chiuso con frequenze molto alte.

In un risonatore chiuso, i campi elettrico e magnetico sono confinati all'interno della cavità. Il primo risuonatore della cavità viene eccitato dal segnale esterno da amplificare. Questo segnale deve avere una frequenza alla quale la cavità può risuonare. La corrente in questo cavo coassiale crea un campo magnetico, da cui ha origine un campo elettrico.

Lavoro di Klystron

Per comprendere la modulazione del fascio di elettroni, entrando nella prima cavità, consideriamo il campo elettrico. Il campo elettrico sul risonatore continua a cambiare la sua direzione del campo indotto. A seconda di ciò, gli elettroni che escono dal cannone elettronico controllano il loro ritmo.

Poiché gli elettroni sono caricati negativamente, vengono accelerati se spostati in direzione opposta alla direzione del campo elettrico. Inoltre, se gli elettroni si muovono nella stessa direzione del campo elettrico, vengono decelerati. Questo campo elettrico continua a cambiare, quindi gli elettroni vengono accelerati e decelerati a seconda del cambiamento del campo. La figura seguente indica il flusso di elettroni quando il campo è nella direzione opposta.

Mentre si muovono, questi elettroni entrano nello spazio libero del campo chiamato drift spacetra i risonatori con velocità variabili, che creano grappoli di elettroni. Questi grappoli vengono creati a causa della variazione della velocità di marcia.

Questi grappoli entrano nel secondo risonatore, con una frequenza corrispondente alla frequenza alla quale oscilla il primo risonatore. Poiché tutti i risonatori a cavità sono identici, il movimento degli elettroni fa oscillare il secondo risonatore. La figura seguente mostra la formazione di fasci di elettroni.

Il campo magnetico indotto nel secondo risonatore induce una certa corrente nel cavo coassiale, iniziando il segnale di uscita. L'energia cinetica degli elettroni nella seconda cavità è quasi uguale a quelli nella prima cavità e quindi nessuna energia viene prelevata dalla cavità.

Gli elettroni mentre passano attraverso la seconda cavità, pochi di loro vengono accelerati mentre grappoli di elettroni vengono decelerati. Quindi, tutta l'energia cinetica viene convertita in energia elettromagnetica per produrre il segnale di uscita.

L'amplificazione di tale Klystron a due cavità è bassa e quindi vengono utilizzati Klystron multi-cavità.

La figura seguente mostra un esempio di amplificatore Klystron multicavità.

Con il segnale applicato nella prima cavità, otteniamo grappoli deboli nella seconda cavità. Questi allestiranno un campo nella terza cavità, che produrrà grappoli più concentrati e così via. Quindi, l'amplificazione è maggiore.

Questo generatore di microonde, è un Klystron che lavora su riflessioni e oscillazioni in un'unica cavità, che ha una frequenza variabile.

Reflex Klystron è costituito da un cannone elettronico, un filamento catodico, una cavità anodica e un elettrodo al potenziale catodico. Fornisce bassa potenza e ha una bassa efficienza.

Costruzione di Reflex Klystron

Il cannone elettronico emette il fascio di elettroni, che passa attraverso lo spazio nella cavità dell'anodo. Questi elettroni viaggiano verso l'elettrodo Repeller, che è ad alto potenziale negativo. A causa dell'alto campo negativo, gli elettroni si respingono nella cavità anodica. Nel loro viaggio di ritorno, gli elettroni danno più energia al gap e queste oscillazioni sono sostenute. I dettagli costruttivi di questo klystron riflesso sono come mostrato nella figura seguente.

Si presume che le oscillazioni esistano già nel tubo e siano sostenute dal suo funzionamento. Gli elettroni mentre passano attraverso la cavità anodica, guadagnano una certa velocità.

Operazione di Reflex Klystron

Il funzionamento di Reflex Klystron è compreso da alcuni presupposti. Il fascio di elettroni viene accelerato verso la cavità anodica.

Supponiamo che un elettrone di riferimento e_rattraversa la cavità dell'anodo ma non ha velocità extra e respinge indietro dopo aver raggiunto l'elettrodo Repeller, con la stessa velocità. Un altro elettrone, diciamoe_e che è iniziato prima di questo elettrone di riferimento, raggiunge per primo il Repeller, ma ritorna lentamente, raggiungendo contemporaneamente l'elettrone di riferimento.

Abbiamo un altro elettrone, l'ultimo elettrone e_l, che inizia più tardi di entrambi e_r e e_etuttavia, si muove con maggiore velocità tornando indietro, raggiungendo contemporaneamente er ed ee.

Ora, questi tre elettroni, vale a dire e_r, e_e e e_l raggiungere il vuoto allo stesso tempo, formando un electron bunch. Questo tempo di viaggio è chiamato cometransit time, che dovrebbe avere un valore ottimale. La figura seguente lo illustra.

La cavità anodica accelera gli elettroni durante la marcia e guadagna la loro energia ritardandoli durante il viaggio di ritorno. Quando la tensione del gap è al massimo positivo, questo consente agli elettroni massimi negativi di ritardare.

Il tempo di transito ottimale è rappresentato come

$$ T = n + \ frac {3} {4} \ quad dove \: n \: è \: an \: intero $$

Questo tempo di transito dipende dal repeller e dalle tensioni anodiche.

Applicazioni di Reflex Klystron

Reflex Klystron viene utilizzato in applicazioni in cui è desiderabile una frequenza variabile, come:

• Ricevitori radio
• Collegamenti a microonde portatili
• Amplificatori parametrici
• Oscillatori locali di ricevitori a microonde
• Come sorgente di segnale in cui la frequenza variabile è desiderabile nei generatori di microonde.

I tubi a onde mobili sono dispositivi a microonde a banda larga che non hanno risonatori a cavità come i Klystron. L'amplificazione avviene attraverso l'interazione prolungata tra un fascio di elettroni e un campo di radiofrequenza (RF).

Costruzione del tubo delle onde mobili

Il tubo a onde mobili è una struttura cilindrica che contiene un cannone elettronico da un tubo catodico. Ha piastre anodiche, elica e un collettore. L'ingresso RF viene inviato a un'estremità dell'elica e l'uscita viene prelevata dall'altra estremità dell'elica.

Un cannone elettronico focalizza un fascio di elettroni con la velocità della luce. Un campo magnetico guida il raggio verso la focalizzazione, senza dispersione. Il campo RF si propaga anche con la velocità della luce che viene ritardata da un'elica. Helix agisce come una struttura a onde lente. Il campo RF applicato propagato in elica, produce un campo elettrico al centro dell'elica.

Il campo elettrico risultante dovuto al segnale RF applicato, viaggia con la velocità della luce moltiplicata per il rapporto tra il passo dell'elica e la circonferenza dell'elica. La velocità del fascio di elettroni, che viaggia attraverso l'elica, induce energia alle onde RF sull'elica.

La figura seguente spiega le caratteristiche costruttive di un tubo a onde viaggianti.

Pertanto, l'uscita amplificata è ottenuta all'uscita di TWT. La velocità di fase assiale $ V_p $ è rappresentata come

$$ V_p = V_c \ left ({Pitch} / {2 \ pi r} \ right) $$

Dove rè il raggio dell'elica. Poiché l'elica fornisce il minimo cambiamento nella velocità di fase $ V_p $, è preferibile rispetto ad altre strutture ad onde lente per TWT. In TWT, il cannone elettronico focalizza il fascio di elettroni, nello spazio tra le piastre anodiche, sull'elica, che viene quindi raccolta nel collettore. La figura seguente spiega la disposizione degli elettrodi in un tubo a onde mobili.

Funzionamento del tubo delle onde mobili

Le piastre anodiche, quando a potenziale zero, il che significa che quando il campo elettrico assiale è in un nodo, la velocità del fascio di elettroni rimane inalterata. Quando l'onda sul campo elettrico assiale è all'antinodo positivo, l'elettrone proveniente dal fascio di elettroni si muove nella direzione opposta. Questo elettrone, essendo accelerato, cerca di raggiungere l'ultimo elettrone, che incontra il nodo del campo assiale RF.

Nel punto in cui il campo assiale RF è all'antinodo negativo, l'elettrone indicato in precedenza, cerca di sorpassare a causa dell'effetto di campo negativo. Gli elettroni ricevono velocità modulata. Come risultato cumulativo, una seconda onda viene indotta nell'elica. L'uscita diventa maggiore dell'ingresso e si traduce in un'amplificazione.

Applicazioni del tubo dell'onda di viaggio

Ci sono molte applicazioni di un tubo a onde viaggianti.

• TWT viene utilizzato nei ricevitori a microonde come amplificatore RF a basso rumore.

• I TWT sono utilizzati anche nei collegamenti di comunicazione a banda larga e nei cavi coassiali come amplificatori ripetitori o amplificatori intermedi per amplificare i segnali bassi.

• I TWT hanno una lunga durata del tubo, grazie alla quale vengono utilizzati come tubi di uscita di potenza nei satelliti di comunicazione.

• I TWT ad onda continua ad alta potenza vengono utilizzati nei collegamenti troposcatter, a causa della grande potenza e delle ampie larghezze di banda, per diffondersi a grandi distanze.

• I TWT sono utilizzati nei radar pulsati ad alta potenza e nei radar terrestri.

A differenza dei tubi discussi finora, i magnetron sono i tubi a campo incrociato in cui i campi elettrico e magnetico si incrociano, cioè corrono perpendicolari l'uno all'altro. In TWT, è stato osservato che gli elettroni, quando fatti interagire con RF, per un tempo più lungo, rispetto a Klystron, risultavano in una maggiore efficienza. La stessa tecnica è seguita in Magnetrons.

Tipi di magnetron

Esistono tre tipi principali di magnetron.

Tipo di resistenza negativa

• Viene utilizzata la resistenza negativa tra due segmenti anodici.
• Hanno una bassa efficienza.
• Sono utilizzati a basse frequenze (<500 MHz).

Magnetroni di frequenza del ciclotrone

• Viene considerato il sincronismo tra la componente elettrica e gli elettroni oscillanti.

• Utile per frequenze superiori a 100 MHz.

Tipo di onda o cavità viaggiante

• Viene presa in considerazione l'interazione tra elettroni e campo elettromagnetico rotante.

• Sono previste oscillazioni di potenza di picco elevate.

• Utile nelle applicazioni radar.

Cavity Magnetron

Il Magnetron è chiamato Cavity Magnetron perché l'anodo è trasformato in cavità risonanti e un magnete permanente viene utilizzato per produrre un forte campo magnetico, dove l'azione di entrambi fa funzionare il dispositivo.

Costruzione di Cavity Magnetron

Al centro è presente uno spesso catodo cilindrico e un blocco cilindrico di rame, fissato assialmente, che funge da anodo. Questo blocco anodico è costituito da una serie di slot che fungono da cavità anodiche risonanti.

Lo spazio presente tra l'anodo e il catodo è chiamato come Interaction space. Il campo elettrico è presente radialmente mentre il campo magnetico è presente assialmente nella cavità magnetron. Questo campo magnetico è prodotto da un magnete permanente, che è posto in modo tale che le linee magnetiche siano parallele al catodo e perpendicolari al campo elettrico presente tra l'anodo e il catodo.

Le figure seguenti mostrano i dettagli costruttivi di un magnetron a cavità e le linee magnetiche di flusso presenti, assialmente.

Questo magnetron a cavità ha 8 cavità strettamente accoppiate l'una all'altra. Un magnetron con cavità N ha modalità di funzionamento $ N $. Queste operazioni dipendono dalla frequenza e dalla fase delle oscillazioni. Lo sfasamento totale attorno all'anello di questi risonatori a cavità dovrebbe essere $ 2n \ pi $ dove $ n $ è un numero intero.

Se $ \ phi_v $ rappresenta la variazione di fase relativa del campo elettrico CA attraverso cavità adiacenti, allora

$$ \ phi_v = \ frac {2 \ pi n} {N} $$

Dove $ n = 0, \: \ pm1, \: \ pm2, \: \ pm \: (\ frac {N} {2} -1), \: \ pm \ frac {N} {2} $

Ciò significa che $ \ frac {N} {2} $ modalità di risonanza può esistere se $ N $ è un numero pari.

Se,

$$ n = \ frac {N} {2} \ quad poi \ quad \ phi_v = \ pi $$

Questa modalità di risonanza è chiamata $ \ pi-mode $.

$$ n = 0 \ quad poi \ quad \ phi_v = 0 $$

Questo è chiamato come Zero mode, perché non ci sarà campo elettrico RF tra l'anodo e il catodo. Questo è anche chiamato comeFringing Field e questa modalità non è utilizzata nei magnetron.

Funzionamento del cavità magnetron

Quando il Cavity Klystron è in funzione, dobbiamo considerare diversi casi. Vediamoli in dettaglio.

Case 1

Se il campo magnetico è assente, cioè B = 0, il comportamento degli elettroni può essere osservato nella figura seguente. Considerando un esempio, dove electrona va direttamente all'anodo sotto la forza elettrica radiale.

Case 2

Se c'è un aumento del campo magnetico, una forza laterale agisce sugli elettroni. Questo può essere osservato nella figura seguente, considerando l'elettroneb che prende un percorso curvo, mentre entrambe le forze agiscono su di esso.

Il raggio di questo percorso viene calcolato come

$$ R = \ frac {mv} {eB} $$

Varia proporzionalmente alla velocità dell'elettrone ed è inversamente proporzionale all'intensità del campo magnetico.

Case 3

Se il campo magnetico B è ulteriormente aumentato, l'elettrone segue un percorso come l'elettrone c, sfiorando semplicemente la superficie dell'anodo e rendendo zero la corrente anodica. Questo è chiamato come "Critical magnetic field"$ (B_c) $, che è il campo magnetico di esclusione. Fare riferimento alla figura seguente per una migliore comprensione.

Case 4

Se il campo magnetico è maggiore del campo critico,

$$ B> B_c $$

Quindi gli elettroni seguono un percorso come elettroni d, dove l'elettrone salta di nuovo al catodo, senza andare all'anodo. Questo causa "back heating"del catodo. Fare riferimento alla figura seguente.

Ciò si ottiene interrompendo l'alimentazione elettrica una volta iniziata l'oscillazione. Se si continua, l'efficienza di emissione del catodo viene compromessa.

Funzionamento del magnetron a cavità con campo RF attivo

Abbiamo discusso finora del funzionamento del magnetron in cavità dove il campo RF è assente nelle cavità del magnetron (caso statico). Parliamo ora del suo funzionamento quando abbiamo un campo RF attivo.

Come in TWT, supponiamo che siano presenti oscillazioni RF iniziali, dovute a qualche transitorio di rumore. Le oscillazioni sono sostenute dal funzionamento del dispositivo. Ci sono tre tipi di elettroni emessi in questo processo, le cui azioni sono intese come elettronia, b e c, in tre diversi casi.

Case 1

Quando sono presenti oscillazioni, un elettrone a, rallenta il trasferimento di energia per oscillare. Tali elettroni che trasferiscono la loro energia alle oscillazioni sono chiamati comefavored electrons. Questi elettroni sono responsabilibunching effect.

Case 2

In questo caso, un altro elettrone, diciamo b, prende energia dalle oscillazioni e ne aumenta la velocità. Quando e quando questo è fatto,

• Si piega più bruscamente.
• Passa poco tempo nello spazio di interazione.
• Ritorna al catodo.

Questi elettroni sono chiamati come unfavored electrons. Non partecipano all'effetto di raggruppamento. Inoltre, questi elettroni sono dannosi poiché provocano il "riscaldamento della schiena".

Case 3

In questo caso, l'elettrone c, che viene emesso un po 'più tardi, si muove più velocemente. Cerca di mettersi al passo con l'elettronea. Il prossimo elettrone emessod, cerca di intervenire a. Di conseguenza, gli elettroni preferitia, c e dformare grappoli di elettroni o nuvole di elettroni. Si chiamava "effetto di messa a fuoco di fase".

L'intero processo si comprende meglio dando uno sguardo alla figura seguente.

La figura A mostra i movimenti degli elettroni in diversi casi mentre la figura B mostra le nuvole di elettroni formate. Queste nuvole di elettroni si verificano mentre il dispositivo è in funzione. Le cariche presenti sulla superficie interna di questi segmenti anodici, seguono le oscillazioni nelle cavità. Questo crea un campo elettrico che ruota in senso orario, che può essere effettivamente visto durante l'esecuzione di un esperimento pratico.

Durante la rotazione del campo elettrico, le linee di flusso magnetico si formano parallelamente al catodo, sotto il cui effetto combinato, i grappoli di elettroni si formano con quattro raggi, diretti ad intervalli regolari, verso il segmento di anodo positivo più vicino, in traiettorie a spirale.

Tra i dispositivi di misurazione a microonde, una configurazione di banco a microonde, che consiste in dispositivi a microonde, occupa un posto di rilievo. L'intera configurazione, con poche alternanze, è in grado di misurare molti valori come lunghezza d'onda guida, lunghezza d'onda dello spazio libero, lunghezza d'onda di taglio, impedenza, frequenza, VSWR, caratteristiche di Klystron, caratteristiche del diodo Gunn, misurazioni di potenza, ecc.

L'output prodotto dalle microonde, nel determinare la potenza è generalmente di poco valore. Variano con la posizione in una linea di trasmissione. Dovrebbe esserci un'apparecchiatura per misurare la potenza delle microonde, che in generale sarà una configurazione da banco a microonde.

Configurazione della misurazione generale del banco a microonde

Questa configurazione è una combinazione di diverse parti che possono essere osservate in dettaglio. La figura seguente spiega chiaramente la configurazione.

Generatore di segnale

Come suggerisce il nome, genera un segnale a microonde, dell'ordine di pochi milliwatt. Questo utilizza la tecnica di modulazione della velocità per trasferire il fascio di onde continue in una potenza di milliwatt.

Un oscillatore a diodi Gunn o un tubo Reflex Klystron potrebbero essere un esempio per questo generatore di segnali a microonde.

Attenuatore di precisione

Questo è l'attenuatore che seleziona la frequenza desiderata e limita l'uscita tra 0 e 50 dB. Questo è variabile e può essere regolato in base alle esigenze.

Attenuatore variabile

Questo attenuatore imposta la quantità di attenuazione. Può essere inteso come una regolazione fine dei valori, in cui le letture vengono confrontate con i valori dell'attenuatore di precisione.

Isolatore

Ciò rimuove il segnale che non è necessario per raggiungere il supporto del rilevatore. L'isolatore consente al segnale di passare attraverso la guida d'onda solo in una direzione.

Misuratore di frequenza

Questo è il dispositivo che misura la frequenza del segnale. Con questo frequenzimetro, il segnale può essere regolato sulla sua frequenza di risonanza. Fornisce inoltre la possibilità di accoppiare il segnale alla guida d'onda.

Rilevatore di cristalli

Nella figura sopra sono indicati una sonda per rivelatore di cristalli e un supporto per rivelatore di cristalli, dove il rivelatore è collegato alla montatura tramite una sonda. Viene utilizzato per demodulare i segnali.

Indicatore di onda stazionaria

Il voltmetro a onde stazionarie fornisce la lettura del rapporto di onde stazionarie in dB. La guida d'onda è fessurata da uno spazio per regolare i cicli di clock del segnale. I segnali trasmessi dalla guida d'onda vengono inoltrati tramite cavo BNC a VSWR o CRO per misurarne le caratteristiche.

Un banco a microonde impostato in un'applicazione in tempo reale avrebbe il seguente aspetto:

Ora, diamo un'occhiata alla parte importante di questo banco a microonde, la linea scanalata.

Linea scanalata

In una linea di trasmissione a microonde o in una guida d'onda, il campo elettromagnetico è considerato come la somma dell'onda incidente dal generatore e dell'onda riflessa al generatore. Le riflessioni indicano una mancata corrispondenza o una discontinuità. L'ampiezza e la fase dell'onda riflessa dipendono dall'ampiezza e dalla fase dell'impedenza riflettente.

Le onde stazionarie ottenute vengono misurate per conoscere le imperfezioni della linea di trasmissione che è necessaria per avere una conoscenza del disadattamento di impedenza per una trasmissione efficace. Questa linea scanalata aiuta a misurare il rapporto delle onde stazionarie di un dispositivo a microonde.

Costruzione

La linea scanalata è costituita da una sezione scanalata di una linea di trasmissione, dove deve essere eseguita la misurazione. Ha un carrello della sonda mobile, per consentire alla sonda di collegarsi laddove necessario, e la possibilità di collegare e rilevare lo strumento.

In una guida d'onda, viene praticata una fessura al centro del lato largo, assialmente. Una sonda mobile collegata a un rilevatore di cristalli è inserita nella fessura della guida d'onda.

Operazione

L'uscita del rilevatore di cristalli è proporzionale al quadrato della tensione di ingresso applicata. La sonda mobile consente una misurazione comoda e precisa nella sua posizione. Tuttavia, quando la sonda viene spostata, la sua uscita è proporzionale al modello di onde stazionarie, che si forma all'interno della guida d'onda. Qui viene impiegato un attenuatore variabile per ottenere risultati accurati.

L'output VSWR può essere ottenuto da

$$ VSWR = \ sqrt {\ frac {V_ {max}} {V_ {min}}} $$

Dove, $ V $ è la tensione di uscita.

La figura seguente mostra le diverse parti di una linea asolata etichettata.

Le parti etichettate nella figura sopra indicano quanto segue.

• Launcher: invita il segnale.
• Sezione più piccola della guida d'onda.
• Isolatore: previene i riflessi sulla sorgente.
• Attenuatore variabile rotante - Per regolazioni fini.
• Sezione scanalata - Per misurare il segnale.
• Regolazione della profondità della sonda.
• Regolazione della sintonia - Per ottenere la precisione.
• Rilevatore di cristalli: rileva il segnale.
• Carico abbinato: assorbe la potenza in uscita.
• Cortocircuito - Predisposizione per essere sostituito da un carico.
• Manopola rotante - Per regolare durante la misurazione.
• Calibro a corsoio - Per risultati accurati.

Per ottenere un segnale modulato a bassa frequenza su un oscilloscopio, viene impiegata una linea scanalata con un rivelatore sintonizzabile. Per misurare quanto segue è possibile utilizzare un carrello della linea scanalato con un rilevatore sintonizzabile.

• VSWR (rapporto di onde stazionarie di tensione)
• Modello di onde stazionarie
• Impedance
• Coefficiente di riflessione
• Perdita di ritorno
• Frequenza del generatore utilizzato

Rilevatore sintonizzabile

Il rilevatore sintonizzabile è un supporto per rilevatore che viene utilizzato per rilevare i segnali a microonde modulati a onda quadra a bassa frequenza. La figura seguente dà un'idea di un supporto per rilevatore sintonizzabile.

L'immagine seguente rappresenta l'applicazione pratica di questo dispositivo. È terminato alla fine e ha un'apertura all'altra estremità proprio come quella sopra.

Per fornire una corrispondenza tra il sistema di trasmissione a microonde e il supporto del rivelatore, viene spesso utilizzato uno stub sintonizzabile. Esistono tre diversi tipi di stub sintonizzabili.

• Rilevatore di guida d'onda sintonizzabile
• Rivelatore coassiale sintonizzabile
• Rilevatore sonda sintonizzabile

Inoltre, ci sono stub fissi come:

• Sonda sintonizzata a banda larga fissa
• Supporto del rivelatore abbinato a guida d'onda fissa

Il montaggio del rivelatore è lo stadio finale su un banco a microonde che termina alla fine.

Nel campo dell'ingegneria a microonde, esistono molte applicazioni, come già affermato nel primo capitolo. Quindi, durante l'utilizzo di diverse applicazioni, spesso ci imbattiamo nella necessità di misurare diversi valori come potenza, attenuazione, sfasamento, VSWR, impedenza, ecc. Per un utilizzo efficace.

In questo capitolo, diamo uno sguardo alle diverse tecniche di misurazione.

Misurazione della potenza

La potenza delle microonde misurata è la potenza media in qualsiasi posizione nella guida d'onda. La misurazione della potenza può essere di tre tipi.

• Misurazione della bassa potenza (da 0,01 mW a 10 mW)

  Esempio: tecnica bolometrica

• Misura della potenza media (da 10 mW a 1 W)

  Esempio: tecnica del calorimetro

• Misurazione di alta potenza (> 10 W)

  Esempio: Wattmetro calorimetro

Vediamoli in dettaglio.

Misurazione di bassa potenza

La misurazione della potenza delle microonde da 0,01 mW a 10 mW può essere intesa come la misurazione di bassa potenza.

Bolometerè un dispositivo che viene utilizzato per misurazioni di bassa potenza a microonde. L'elemento utilizzato nel bolometro potrebbe essere di coefficiente di temperatura positivo o negativo. Ad esempio, un barattolo ha un coefficiente di temperatura positivo la cui resistenza aumenta con l'aumento della temperatura. Il termistore ha un coefficiente di temperatura negativo la cui resistenza diminuisce con l'aumentare della temperatura.

Ognuno di essi può essere utilizzato nel bolometro, ma la variazione di resistenza è proporzionale alla potenza del microonde applicata per la misurazione. Questo bolometro viene utilizzato in un ponte delle braccia come uno in modo che qualsiasi squilibrio causato, influenzi l'uscita. Un tipico esempio di un circuito a ponte che utilizza un bolometro è mostrato nella figura seguente.

Il milliamperometro qui, dà il valore della corrente che scorre. La batteria è variabile, che viene variata per ottenere l'equilibrio, quando uno sbilanciamento è causato dal comportamento del bolometro. Questa regolazione che viene effettuata nella tensione della batteria CC è proporzionale alla potenza del microonde. La capacità di gestione della potenza di questo circuito è limitata.

Misura di potenza media

La misurazione della potenza delle microonde da circa 10 mW a 1 W può essere intesa come la misurazione della potenza media.

Viene impiegato un carico speciale, che normalmente mantiene un certo valore di calore specifico. La potenza da misurare, viene applicata al suo ingresso che modifica proporzionalmente la temperatura di uscita del carico che già mantiene. La differenza nell'aumento di temperatura specifica la potenza Microonde in ingresso al carico.

La tecnica del bilanciamento del ponte viene utilizzata qui per ottenere l'output. Il metodo di trasferimento del calore viene utilizzato per la misurazione della potenza, che è una tecnica calorimetrica.

Misura di alta potenza

La misurazione della potenza delle microonde da circa 10W a 50KW può essere intesa come la misurazione di alta potenza.

La potenza High Microonde viene normalmente misurata dai wattmetri calorimetrici, che possono essere del tipo a secco ea flusso. Il tipo a secco è chiamato così perché utilizza un cavo coassiale che è riempito con dielettrico ad alta perdita di isteresi, mentre il tipo a flusso è chiamato così perché usa acqua o olio o un liquido che è un buon assorbitore di microonde.

La variazione di temperatura del liquido prima e dopo l'ingresso nel carico, viene presa per la taratura dei valori. I limiti di questo metodo sono come la determinazione del flusso, la calibrazione e l'inerzia termica, ecc.

Misura dell'attenuazione

In pratica, i componenti e i dispositivi a microonde spesso forniscono una certa attenuazione. La quantità di attenuazione offerta può essere misurata in due modi. Sono: metodo del rapporto di potenza e metodo di sostituzione RF.

L'attenuazione è il rapporto tra la potenza in ingresso e la potenza in uscita ed è normalmente espressa in decibel.

$$ Attenuazione \: in \: dBs = 10 \: log \ frac {P_ {in}} {P_ {out}} $$

Dove $ P_ {in} $ = Potenza in ingresso e $ P_ {out} $ = Potenza in uscita

Metodo del rapporto di potenza

In questo metodo, la misurazione dell'attenuazione avviene in due fasi.

• Step 1 - La potenza in ingresso e in uscita dell'intero banco Microonde è fatta senza il dispositivo di cui si vuole calcolare l'attenuazione.

• Step 2 - La potenza in ingresso e in uscita dell'intero banco Microonde viene effettuata con il dispositivo di cui si vuole calcolare l'attenuazione.

Il rapporto tra queste potenze, se confrontato, fornisce il valore di attenuazione.

Le figure seguenti sono le due configurazioni che spiegano questo.

Drawback - Le misurazioni di potenza e attenuazione potrebbero non essere accurate, quando la potenza in ingresso è bassa e l'attenuazione della rete è grande.

Metodo di sostituzione RF

In questo metodo, la misurazione dell'attenuazione avviene in tre fasi.

• Step 1 - La potenza di uscita dell'intero banco Microonde viene misurata con la rete di cui si vuole calcolare l'attenuazione.

• Step 2 - La potenza di uscita dell'intero banco Microonde viene misurata sostituendo la rete con un attenuatore calibrato di precisione.

• Step 3 - Ora, questo attenuatore è regolato per ottenere la stessa potenza misurata con la rete.

Le figure seguenti sono le due configurazioni che spiegano questo.

Il valore regolato sull'attenuatore fornisce direttamente l'attenuazione della rete. L'inconveniente del metodo sopra viene evitato qui e quindi questa è una procedura migliore per misurare l'attenuazione.

Misurazione dello sfasamento

In condizioni di lavoro pratiche, potrebbe verificarsi un cambiamento di fase nel segnale dal segnale effettivo. Per misurare tale sfasamento, usiamo una tecnica di confronto, con la quale possiamo calibrare lo sfasamento.

La configurazione per calcolare lo sfasamento è mostrata nella figura seguente.

Qui, dopo che la sorgente di microonde ha generato il segnale, questo viene fatto passare attraverso una giunzione a T sul piano H da cui una porta è collegata alla rete di cui si vuole misurare lo sfasamento e l'altra porta è collegata a uno sfasatore di precisione regolabile.

L'uscita demodulata è un'onda sinusoidale da 1 KHz, che si osserva nel CRO collegato. Questo sfasatore è regolato in modo tale che anche la sua uscita dell'onda sinusoidale di 1 KHz corrisponda a quanto sopra. Dopo che la corrispondenza è stata eseguita osservando nella doppia modalità CRO, questo sfasatore di precisione ci fornisce la lettura dello sfasamento. Ciò è chiaramente compreso dalla figura seguente.

Questa procedura è quella maggiormente utilizzata nella misura dello sfasamento. Vediamo ora come calcolare il VSWR.

Misurazione di VSWR

In qualsiasi applicazione pratica a microonde, qualsiasi tipo di disadattamento di impedenza porta alla formazione di onde stazionarie. La forza di queste onde stazionarie è misurata dal rapporto delle onde stazionarie di tensione ($ VSWR $). Il rapporto tra la tensione massima e minima fornisce $ VSWR $, che è indicato con $ S $.

$$ S = \ frac {V_ {max}} {V_ {min}} = \ frac {1+ \ rho} {1- \ rho} $$

Dove, $ \ rho = reflection \: co - efficient = \ frac {P_ {reflection}} {P_ {incident}} $

La misurazione di $ VSWR $ può essere eseguita in due modi, misurazioni $ VSWR $ bassa e VSWR $ alta $.

Misurazione di VSWR basso (S <10)

La misurazione di un $ VSWR $ basso può essere eseguita regolando l'attenuatore per ottenere una lettura su un millivoltmetro CC che è un misuratore VSWR. Le letture possono essere effettuate regolando la linea scanalata e l'attenuatore in modo tale che il millivoltmetro DC mostri una lettura di fondo scala oltre che una lettura minima.

Ora queste due letture vengono calcolate per scoprire il $ VSWR $ della rete.

Misurazione di VSWR elevato (S> 10)

La misurazione di un $ VSWR $ elevato il cui valore è maggiore di 10 può essere misurata con un metodo chiamato double minimum method. In questo metodo, viene presa la lettura al valore minimo e vengono prese anche le letture a metà punto del valore minimo nella cresta prima e nella cresta dopo. Questo può essere compreso dalla figura seguente.

Ora, $ VSWR $ può essere calcolato da una relazione, data come -

$$ VSWR = \ frac {\ lambda_ {g}} {\ pi (d_2-d_1)} $$

Dove $ \ lambda_g \: è \: \: guidato \: lunghezza d'onda $

$$ \ lambda_g = \ frac {\ lambda_0} {\ sqrt {1 - (\ frac {\ lambda_0} {\ lambda_c}) ^ 2}} \ quad dove \: \ lambda_0 \: = {c} / {f} $$

Poiché qui vengono considerati i due punti minimi, questo viene chiamato metodo del doppio minimo. Ora, impariamo a conoscere la misurazione dell'impedenza.

Misurazione dell'impedenza

Oltre a Magic Tee, abbiamo due metodi diversi, uno utilizza la linea scanalata e l'altro utilizza il riflettometro.

Impedenza utilizzando la linea scanalata

In questo metodo, l'impedenza viene misurata utilizzando la linea scanalata e il carico $ Z_L $ e utilizzando questo metodo è possibile determinare $ V_ {max} $ e $ V_ {min} $. In questo metodo, la misura dell'impedenza avviene in due fasi.

• Step 1 - Determinazione di Vmin utilizzando load $ Z_L $.

• Step 2 - Determinazione di Vmin cortocircuitando il carico.

Ciò è mostrato nelle figure seguenti.

Quando proviamo a ottenere i valori di $ V_ {max} $ e $ V_ {min} $ utilizzando un carico, otteniamo determinati valori. Tuttavia, se lo stesso viene fatto cortocircuitando il carico, il minimo viene spostato, a destra oa sinistra. Se questo spostamento è a sinistra, significa che il carico è induttivo e se lo spostamento è a destra, significa che il carico è di natura capacitiva. La figura seguente lo spiega.

Registrando i dati, viene calcolata un'impedenza sconosciuta. L'impedenza e il coefficiente di riflessione $ \ rho $ possono essere ottenuti sia in grandezza che in fase.

Impedenza utilizzando il riflettometro

A differenza della linea scanalata, il riflettometro aiuta a trovare solo l'ampiezza dell'impedenza e non l'angolo di fase. In questo metodo, vengono presi due accoppiatori direzionali che sono identici ma differiscono nella direzione.

Questi due accoppiatori vengono utilizzati per campionare la potenza incidente $ P_i $ e la potenza riflessa $ P_r $ dal carico. Il riflettometro è collegato come mostrato nella figura seguente. Serve per ottenere l'ampiezza del coefficiente di riflessione $ \ rho $, da cui si può ricavare l'impedenza.

Dalla lettura del riflettometro, abbiamo

$$ \ rho = \ sqrt {\ frac {P_r} {P_i}} $$

Dal valore di $ \ rho $, $ VSWR $, cioè $ S $ e l'impedenza possono essere calcolati

$$ S = \ frac {1+ \ rho} {1- \ rho} \ quad e \ quad \ frac {z-z_g} {z + z_g} = \ rho $$

Dove, $ z_g $ è l'impedenza d'onda nota e $ z $ è l'impedenza sconosciuta.

Sebbene i parametri dell'onda diretta e inversa siano osservati qui, non ci sarà alcuna interferenza a causa della proprietà direzionale degli accoppiatori. L'attenuatore aiuta a mantenere una bassa potenza di ingresso.

Misurazione della Q del risonatore in cavità

Sebbene ci siano tre metodi come metodo di trasmissione, metodo di impedenza e decadimento transitorio o metodo di decremento per la misurazione Q di un risonatore a cavità, il metodo più semplice e seguito è il Transmission Method. Quindi, diamo un'occhiata alla sua configurazione di misurazione.

In questo metodo, il risonatore a cavità funge da dispositivo che trasmette. Il segnale di uscita viene tracciato in funzione della frequenza che si traduce in una curva di risonanza come mostrato nella figura seguente.

Dalla configurazione sopra, la frequenza del segnale della sorgente a microonde viene variata, mantenendo costante il livello del segnale e quindi viene misurata la potenza di uscita. Il risonatore a cavità è sintonizzato su questa frequenza e il livello del segnale e la potenza di uscita vengono nuovamente annotati per notare la differenza.

Quando si traccia l'output, si ottiene la curva di risonanza, dalla quale si possono notare i valori Half Power Bandwidth (HPBW) $ (2 \ Delta) $.

$$ 2 \ Delta = \ pm \ frac {1} {Q_L} $$

Dove $ Q_L $ è il valore caricato

$$ o \ quad Q_L = \ pm \ frac {1} {2 \ Delta} = \ pm \ frac {w} {2 (w-w_0)} $$

Se l'accoppiamento tra la sorgente di microonde e la cavità, così come l'accoppiamento tra il rivelatore e la cavità viene trascurato, allora

$$ Q_L = Q_0 \: (scaricato \: Q) $$

Inconveniente

Lo svantaggio principale di questo sistema è che la precisione è un po 'scarsa nei sistemi a Q molto alto a causa della stretta banda di funzionamento.

Abbiamo coperto molti tipi di tecniche di misurazione di diversi parametri. Ora, proviamo a risolvere alcuni problemi di esempio su questi.

In questo capitolo, divertiamoci a risolvere alcuni problemi numerici relativi alle microonde.

Problema 1

Un sistema di trasmissione che utilizza una guida d'onda in modalità $ TE_ {10} $ di dimensioni $ a = 5 cm, b = 3 cm $ opera a 10GHz. La distanza misurata tra due punti di minima potenza è1mm on a slotted line. Calculate the VSWR of the system.

Soluzione

Dato che $ f = 10GHz; a = 5 cm; b = 3 cm $

Per $ TE_ {10} $ mode waveguide,

$$ \ lambda_c = 2a = 2 \ times 5 = 10 cm $$

$$ \ lambda_0 = \ frac {c} {f} = \ frac {3 \ times10 ^ {10}} {10 \ times10 ^ 9} = 3 cm $$

$$ d_2-d_1 = 1 mm = 10 ^ {- 1} cm $$

Sappiamo

$$ \ lambda_g = \ frac {\ lambda_0} {1 - ({\ lambda_0} / {\ lambda_c}) ^ 2} = \ frac {3} {\ sqrt {1 - ({3} / {10}) ^ 2}} = 3,144 cm $$

Per il metodo del doppio minimo VSWR è dato da

$$ VSWR = \ frac {\ lambda_g} {\ pi (d_2-d_1)} = \ frac {3.144} {\ pi (1 \ times10 ^ {- 1})} = 10.003 = 10 $$

Quindi, il valore VSWR per il sistema di trasmissione dato è 10.

Problema 2

In una configurazione per misurare l'impedenza di un riflettometro, qual è il coefficiente di riflessione quando lo sono le uscite di due accoppiatori 2mw e 0.5mw rispettivamente?

Soluzione

Dato che

$$ \ frac {P_i} {100} = 2mw \ quad e \ quad \ frac {P_r} {100} = 0,5mw $$

$$ P_i = 2 \ volte 100mw = 200mw $$

$$ P_r = 0,5 \ times 100mw = 50mw $$

$$ \ rho = \ sqrt {\ frac {P_r} {P_i}} = \ sqrt {\ frac {50mw} {200mw}} = \ sqrt {0.25} = 0.5 $$

Quindi, il coefficiente di riflessione $ \ rho $ dell'impostazione data è 0,5.

Problema 3

Quando due accoppiatori identici vengono utilizzati in una guida d'onda per campionare la potenza incidente come 3 mw e la potenza riflessa come 0.25mw, quindi trova il valore di $ VSWR $.

Soluzione

Lo sappiamo

$$ \ rho = \ sqrt {\ frac {P_r} {P_i}} = \ sqrt {\ frac {0.25} {3}} = \ sqrt {0.0833} = 0.288 $$

$$ VSWR = S = \ frac {1+ \ rho} {1- \ rho} = \ frac {1 + 0.288} {1-0.288} = \ frac {1.288} {0.712} = 1.80 $$

Quindi, il valore $ VSWR $ per il sistema precedente è 1,80

Problema 4

Due identici 30dBGli accoppiatori direzionali vengono utilizzati per campionare la potenza incidente e riflessa in una guida d'onda. Il valore di VSWR è6 e l'uscita della potenza incidente di campionamento dell'accoppiatore è 5mw. Qual è il valore della potenza riflessa?

Soluzione

Lo sappiamo

$$ VSWR = S = \ frac {1+ \ rho} {1- \ rho} = 6 $$

$$ (1+ \ rho) = 6 (1- \ rho) = 6 - 6 \ rho $$

$$ 7 \ rho = 5 $$

$$ \ rho = \ frac {5} {7} = 0,174 $$

Per ottenere il valore della potenza riflessa, abbiamo

$$ \ rho = \ sqrt {\ frac {{P_r} / {10 ^ 3}} {{P_i} / {10 ^ 3}}} = \ sqrt {\ frac {P_r} {P_i}} $$

$$ o \ quad \ rho ^ 2 = \ frac {P_r} {P_i} $$

$$ P_r = \ rho ^ 2.P_i = (0,714) ^ 2,5 = 0,510 \ times 5 = 2,55 $$

Quindi, la potenza riflessa in questa guida d'onda è di 2,55 mW.